1 前言
降低動態(tài)功耗需要快速地開關功率半導體器件。一個典型的系統(tǒng)包括幾10個并聯的功率半導體器件，這些功率半導體器件在1000V直流母線上開關著數1000A的電流。由此產生的功耗對應用工程師來說特別具有挑戰(zhàn)性，工程師們努力保持開關時間盡可能的短，但這說起來容易做起來難。
應用工程師要求更高的開關速度，同時降低動態(tài)損耗。這是因為需要以最小的PWM頻率而得到一個最近似的正弦輸出信號。更高的時鐘頻率減少了驅動系統(tǒng)中由諧波導致的損耗和機械應力。而最新一代的快速開關IGBT開啟了各種可能性。但是，不利的一面是它們也帶來了問題，就是對關斷電壓峰值有特別強烈的影響。

2 高效的關斷控制
這項需求是明確的：功率半導體器件快速關斷。然而，這本身也存在問題：除了更大的EMC干擾，關斷的過程中功率半導體器件上會產生危險的電壓尖峰。如果超出了允許的最大阻斷電壓，功率半導體器件可能被損壞，通常會造成短路。圖1顯示了一個在直流母線電壓和交流輸出端子之間帶有短路電感LB的半橋。在這個例子中，晶體管T2導通時將會導致電流iZK（UCE可以忽略不計）持續(xù)上升（回路I），由式（1）表示。
(1)
其中 :
在關斷期間（回路II），iZK必須在IGBT關斷時間內降為零。存儲在LZK內的磁場試圖保持電流iZK，如果該電流是由吸收電容CZK吸收，這是可能實現的。由于該組合是一個諧振電路[3]，會產生一個諧振頻率與LZK, CZK和RZK相對應的衰減正弦波疊加：

圖1 直流母線和帶短路電感LB（簡化的）的半橋

圖2 T2時刻的電壓uCE和電流iC

儲存在電感LZK的電磁能向吸收電容充電，吸收電容電壓達到UZK+A(在t=π/2時)。
與此同時，通過短路電感LB的正向電流流過二極管D1。此外，由于該電流的影響和二極管的正向恢復（圖3），產生了一個附加電壓分量。
在開關操作后，還必須觀察代表開路的電流分支部分。由于di/dt的存在，歸總在LModule中的寄生電感確保電壓峰值高并且也被疊加。

3 電壓曲線uCE
關斷期間晶體管T2上的電壓曲線uCE（圖2）包括3個部分：
uCE =UZK+uModule+uZK （3）
⑴ 恒定的直流母線電壓UZK ；
⑵ LModule上較大的di/dt導致關斷期間的電壓曲線uModule和續(xù)流二極管D1上的較大的di/dt；
⑶ 吸收電容和直流母線電感之間的振蕩，是由它們的諧振和LZK里所儲存的能量導致（吸收電容上的寄生電感LSn及其引線，導致一個幅值略高的T=π/2的正弦波，因為它在關斷時間仍未被放電）。
不同的部分應以真正的uCE曲線為基礎來定義。這里，在關斷過程開始的時刻UZK從零開始，因為吸收電容的電壓仍然與直流母線電壓同等級，寄生電感LZK的能量轉移在這一刻才剛剛開始。
模塊寄生電感所導致的電壓和二極管正向恢復時間是di/dt的函數，耦合到T2時刻的關斷過程中。唯一可被影響的di/dt是開關時間，因為電流量被定義為與負載相關。一旦關斷過程完成，該電壓部分將再次消失。只有在直流母線電路的擺動瞬態(tài)仍然可以看到。