與大多數(shù)功率半導(dǎo)體相比，IGBT 通常需要更復(fù)雜的一組計算來確定芯片溫度。這是因為大多數(shù) IGBT 都采用一體式封裝，同一封裝中同時包含 IGBT 和二極管芯片。為了知道每個芯片的溫度，有必要知道每個芯片的功耗、頻率、θ 和交互作用系數(shù)。還需要知道每個器件的 θ 及其交互作用的 psi 值。

本應(yīng)用筆記將簡單說明如何測量功耗并計算二極管和 IGBT 芯片的溫升。

損耗組成部分

根據(jù)電路拓?fù)浜凸ぷ鳁l件，兩個芯片之間的功率損耗可能會有很大差異。IGBT 的損耗可以分解為導(dǎo)通損耗和開關(guān)（開通和關(guān)斷）損耗，而二極管損耗包括導(dǎo)通和關(guān)斷損耗。準(zhǔn)確測量這些損耗通常需要使用示波器，通過電壓和電流探針監(jiān)視器件運行期間的波形。測量能量需要用到數(shù)學(xué)函數(shù)。確定一個開關(guān)周期的總能量后，將其除以開關(guān)周期時間便可得到功耗。

圖 1. TO?247 封裝，顯示了 IGBT 芯片（左）和二極管芯片（右）

IGBT開通

圖 2. IGBT 開通損耗波形

將開通波形的電壓和電流相乘，即可計算出該周期的功率。功率波形的積分顯示在屏幕底部。這就得出了 IGBT 開通損耗的能量。

功率測量開始和結(jié)束的時間點可以任意選擇，但是一旦選定了一組標(biāo)準(zhǔn)，測量就應(yīng)始終遵循這些標(biāo)準(zhǔn)。

IGBT導(dǎo)通損耗

圖 3. IGBT 傳導(dǎo)損耗波形

導(dǎo)通損耗發(fā)生在開通損耗區(qū)和關(guān)斷損耗區(qū)之間。同樣應(yīng)使用積分，因為該周期內(nèi)的功率并不是恒定的。

IGBT關(guān)斷

圖 4. IGBT 關(guān)斷損耗波形

開通、導(dǎo)通和關(guān)斷損耗構(gòu)成了IGBT芯片損耗的總和。關(guān)斷狀態(tài)損耗可以忽略不計，不需要計算。為了計算 IGBT 的總功率損耗，須將這三個能量之和乘以開關(guān)頻率。

IGBT 損耗必須使用阻性負(fù)載或在負(fù)載消耗功率的部分周期內(nèi)進(jìn)行測量。這樣可消除二極管導(dǎo)通。

圖 5. 二極管導(dǎo)通損耗波形

FWD反向恢復(fù)

圖 6. 二極管反向恢復(fù)波形

圖 5 和圖 6 顯示了二極管在整流器或電抗模式下工作期間的電流和電壓波形。二極管損耗的計算類似于 IGBT 損耗。

需要了解的是，損耗以半正弦波變化。需要考慮從峰值到過零的變化，以得出器件的平均功耗。

IGBT 和二極管功耗計算

測量完這五個損耗分量后，需要將它們與測量條件相關(guān)聯(lián)，以便計算每個芯片的總功耗。

圖 7. 感性負(fù)載波形

圖 7 顯示了感性負(fù)載（如電機(jī)）的典型電壓和電流波形。

從 t0 到 t1，電流為電抗性，二極管傳導(dǎo)電流。

從 t1 到 t2，電流為阻性，IGBT 傳導(dǎo)電流。

這些時間段的功耗具有重要價值?；趩蝹€脈沖計算每個時間段的平均功耗非常復(fù)雜，但我們可以合理的精度進(jìn)行估算。為此，我們需要計算該時間段的平均功耗。

在這種情況下，有必要計算平均（或加熱）當(dāng)量。對于電壓和電流值，它是均方根值；對于功率，它是平均值。

平均功耗

此公式計算的是正弦波每個四分之一部分的功率，因此要進(jìn)行校正，我們需要在分母中添加一個因子 4。只要電壓過零點在 0° 和 90°之間（對于感性負(fù)載必定如此），這就是有效的，故公式變?yōu)椋?/p>

二極管

二極管在 t0 到 t1 期間傳導(dǎo)電流。利用電壓過零點的波形可得出二極管的峰值功耗。知道此功耗值后，我們可以使用 t0 到 t1 期間的平均功耗公式來求得二極管的平均功耗。

此時間段的示例計算如下所示。

2 W 功率出現(xiàn)在進(jìn)入周期后的 2.5 ms 時。要計算正弦波峰值處的等效功率，我們需要比較這兩點的幅度。

峰值幅度出現(xiàn)在 90° 或 π/2 弧度處，相當(dāng)于幅度 1。2.5 ms 處的幅度為 sin(π × 2.5 ms/10 ms) 或 0.707，因此正弦波峰值處的功率為：

IGBT

對于正電壓半周期，IGBT 在 t1 到 t2 期間傳導(dǎo)電流。IGBT 的平均功耗計算與二極管功耗的計算方法類似。其示例計算如下所示。

對于 IGBT 分析，我們將計算完整半正弦波期間 (t0 – t2) 的 IGBT 功耗，然后計算二極管導(dǎo)通期間 (t0 – t1) 的 IGBT 功耗，再從前一功耗中減去后一功耗。

然后計算二極管導(dǎo)通期間的功耗

由于 t2 = T/2，故公式變?yōu)?/p>

芯片溫度計算

一旦計算出兩個芯片的功耗值，就可以使用數(shù)據(jù)表中的曲線計算芯片溫度。兩個芯片的溫度一般不相同。每個芯片有一個 θ，并有一個交互作用系數(shù) Psi。

θ 是從芯片到封裝外殼或引線的熱阻，它有不同的名稱，例如 RΘJC 是結(jié)至外殼熱阻。Psi 是一個常數(shù)，表示芯片中未被計算的熱效應(yīng)。它基于芯片之間的距離。

通常，對于 IGBT 使用的大多數(shù) TO-247 和 TO-220 封裝，0.15°C/W 是一個合理的估計值。

圖 8. IGBT 熱曲線

圖 9. 二極管熱曲線

圖 8 和圖 9 顯示了典型封裝中 IGBT 和二極管的熱響應(yīng)曲線。曲線上給出了直流值。對于 IGBT，它是 0.486°C/W；對于二極管，它是 1.06°C/W。

為了計算給定功率水平對應(yīng)的穩(wěn)態(tài)溫度，只需要功耗值、直流 θ 和外殼溫度。計算如下：

示例：

交互作用系數(shù) Psi = 0.15°C/W

IGBT 的穩(wěn)態(tài)結(jié)溫為：

TJ-IGBT = 97.6°C（平均結(jié)溫）

二極管的穩(wěn)態(tài)結(jié)溫為：

TJ-DIODE = 85.2°C（平均結(jié)溫）

為了計算峰值結(jié)溫，我們可以將脈沖值增加到穩(wěn)態(tài)（或平均）溫度中。此計算需要上述計算得出的結(jié)溫，并加上瞬時溫度變化。

唯一需要的新常數(shù)是 IGBT 或二極管對于所需脈沖寬度的脈沖值。在 50 Hz 的線頻率下，半周期的時間為 10 ms。根據(jù)圖 8，對于 10 ms 脈沖和 50% 占空比，RIGBT 值為 0.375°C/W；根據(jù)圖 9，相同條件下的 RDIODE 值為 0.95°C/W。

基本公式如下：

因此，對于上述條件，峰值結(jié)溫為：

總結(jié)

僅使用 θ 值無法計算多芯片封裝中的結(jié)溫。利用從數(shù)字示波器獲得的波形和數(shù)學(xué)公式，可以計算每個器件的功耗。給定 IGBT 的功耗、θ 和 psi，便可計算平均和峰值結(jié)溫值。