摘要：本文介紹了一種新能源電動(dòng)汽車上用驅(qū)動(dòng)電機(jī)控制器IGBT驅(qū)動(dòng)電源方案的設(shè)計(jì)分析及其驗(yàn)證，通過(guò)對(duì)基本Buck-boost拓?fù)溲芯孔儞Q到Flyback電路，通過(guò)對(duì)LTC1871電流驅(qū)動(dòng)芯片的應(yīng)用設(shè)計(jì)、分析，設(shè)計(jì)反激變壓器參數(shù)目標(biāo)需求匹配驅(qū)動(dòng)電路，通過(guò)PWM供電、NMOS驅(qū)動(dòng)、電流檢測(cè)、反饋輸出電壓跟蹤閉環(huán)調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)滿足一款I(lǐng)nfineon的驅(qū)動(dòng)芯片1ED020I12芯片的驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)，本方案通過(guò)原理設(shè)計(jì)、電路仿真及電路臺(tái)架測(cè)試，驗(yàn)證了系統(tǒng)性能、安全性高，同時(shí)可以通過(guò)較少的外圍電路實(shí)現(xiàn)可靠的供電驅(qū)動(dòng)，降低了電控的成本。

關(guān)鍵詞：升降壓變換器；反激；反激變壓器；IGBT；脈寬調(diào)制

電機(jī)控制器是新能源汽車電控產(chǎn)品中一個(gè)復(fù)雜的系統(tǒng)，其產(chǎn)品價(jià)值量較大，涉及的領(lǐng)域較多，有電力電子、微電子、控制理論及電磁兼容 (electro magnetic compatibility, EMC)、電氣安全等，其中涉及到的信號(hào)控制交互有電源信號(hào)、模擬量和數(shù)字量信號(hào)采集、控制反饋、使能的控制和驅(qū)動(dòng)，涉及到高壓達(dá)到幾百 V，低壓幾 V 甚至更低，然而，在整個(gè)系統(tǒng)中兼顧高低壓同時(shí)存在控制輸入和輸出均需要處理，這個(gè)系統(tǒng)在電機(jī)控制器里面就是絕緣柵雙極型晶體管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）驅(qū)動(dòng)電源的供電驅(qū)動(dòng)電路，目前，在電機(jī)控制器中由于涉及到驅(qū)動(dòng) IGBT 的電源應(yīng)用絕大部 分都是反激 (flyback）電路系統(tǒng)，升降壓變換器（buckboost）拓?fù)溲葑兌鴣?lái)，因?yàn)槠漭敵雠c輸入的關(guān)系，也稱作反激電路，這個(gè)變壓器也稱為反激變壓器，同時(shí)也因?yàn)槠涔β收w較小，一般 15 W 左右，作為系統(tǒng)的一部分，去除變壓器后，將其電路單端初級(jí)電感式轉(zhuǎn)換器 (single ended primary inductor converter, SEPIC) 拓?fù)鋺?yīng)用在電機(jī)控制器的 DC-DC 電路中，給系統(tǒng)低壓供電，這個(gè)電路輸入 9-16 V，輸出 12 V，究其原因，主要還是變壓器的功率設(shè)計(jì)和功耗及結(jié)構(gòu)的制約，上述電路在整體上大部分相同或相似但卻無(wú)法實(shí)現(xiàn)功能的同時(shí)還可以實(shí)現(xiàn)輸入和輸出的隔離及經(jīng)濟(jì)性和可靠性。為了更好地將 Flyback 電路應(yīng)用在新能源汽車驅(qū)動(dòng) IGBT 上，先概述下 buck 電路，也就是降壓電路，這個(gè)相對(duì)于 boost 升壓電路，參考如圖 2，電源電路中，通常都是需要電感、NMOSFET 及二極管、電容，再加上一些輔助電阻或光耦電路來(lái)完成，實(shí)現(xiàn)整個(gè)的電壓轉(zhuǎn)換 DC-DC。另外，如下圖 1，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，還需要一個(gè)最為重要的控制反饋系統(tǒng)來(lái)實(shí)現(xiàn) PWM 輸出控制，相對(duì)于新能源汽車中 OBC 的 PFC 電路不同，這個(gè) PWM 通常是一個(gè)具有電流型 PWM 芯片來(lái)完成，具備每個(gè)周期調(diào)節(jié)及過(guò)閾值保護(hù)功能，無(wú)需要再通過(guò)專用額外的 DSP 芯片來(lái)實(shí)現(xiàn)控制，目前這樣的控制芯片，各大主流芯片廠家都有，如 TI 的 UC3844、UC3846 等，LinearTech 推出的 LTC1871 等都是非常卓越的芯片，這類是已經(jīng)根據(jù)負(fù)載調(diào)整其占空比及電流反饋環(huán)節(jié)，根據(jù)負(fù)載端反饋同時(shí)實(shí)現(xiàn)原有的電壓反饋，本文是基于反激電源原理 LTC1871 設(shè)計(jì)一個(gè) IGBT 驅(qū)動(dòng)電源電路系統(tǒng)。

1 方案控制設(shè)計(jì)

如下圖 1，本方案是基于 LTC1871 電流型 PWM 芯片為核心建立一個(gè)雙閉環(huán)穩(wěn)定的一階系統(tǒng)，通過(guò)對(duì)輸出電壓反饋應(yīng)用的控制，可以實(shí)現(xiàn)在輸入直流電壓波動(dòng)的 情況下，通常波動(dòng)范圍在 9-16 V，對(duì) IGBT 驅(qū)動(dòng)芯片的供電進(jìn)行控制及調(diào)節(jié)監(jiān)控使得其在不同負(fù)載狀態(tài)下，如空載、輕載和滿載均能可靠輸出驅(qū)動(dòng)，保證電機(jī)控制器供電安全，尤其是在 IGBT 開(kāi)關(guān)控制和導(dǎo)通時(shí)能保證平穩(wěn)工作，實(shí)現(xiàn) IGBT 驅(qū)動(dòng)供電在正電壓、零電壓、負(fù)電壓下可以全時(shí)序工作，驅(qū)動(dòng)電源通常的電壓典型值有+15 V、0 V、-8 V 等值。

電流及電壓控制系統(tǒng)遵循如下圖 1 的傳輸控制，輸入電壓、算法計(jì)算、PI 調(diào)節(jié)控制、PWM 生成控制、電流芯片輸出、NMOSFET 驅(qū)動(dòng)及電流采集檢測(cè)、轉(zhuǎn)換反饋，輸出電壓反饋給輸入電壓回路再進(jìn)行誤差比較達(dá)到輸出穩(wěn)定。

上述圖 1 的系統(tǒng)原理用電路拓?fù)淇杀硎境扇缦聢D 2 的拓?fù)浠咀儞Q：輸入電壓經(jīng)過(guò) Q2004，為開(kāi)關(guān)控制功率器件 NMOSFET 管，其耐壓、導(dǎo)通、輸出電流需要承擔(dān)一定負(fù)載及帶載切換能力，如導(dǎo)通關(guān)斷應(yīng)力等，NMOSFET 的 G 極控制信號(hào)為 PWM 信號(hào)，其電平幅值約 1 ～ 4 V PWM 高頻信號(hào)，頻率可達(dá) 80 ～ 150 kHz，占空比 0 ～ 95%， 實(shí)際考慮到諧波因素等，通?？刂圃?50% 左右，根據(jù)配置電流芯片控制需求，輸出檢流電阻，輸出儲(chǔ)能電感，導(dǎo)通時(shí)充電，關(guān)斷時(shí)放電及輸出濾波功能。續(xù)流二極管在其導(dǎo)通時(shí)， LC 形成回路并對(duì) DC 輸出形成濾波。根據(jù)輸出電感結(jié)構(gòu)重組，調(diào)整電路信號(hào)二極管方向和 GND，變成似共模線圈、共模電感結(jié)構(gòu)，并將輸入輸出斷開(kāi)做成繞組變壓器結(jié)構(gòu)，這個(gè)結(jié)果就從電感變化成變壓器，通過(guò)繞組的裂變實(shí)現(xiàn)電壓的遷移轉(zhuǎn)化實(shí)現(xiàn)本方案的 LTC1871 拓?fù)潋?qū)動(dòng)電源。

2 設(shè)計(jì)目標(biāo)

根據(jù)電機(jī)控制器驅(qū)動(dòng)芯片 1ED020I2 及 IGBT 型號(hào)為 AIKQ120N60CT 要求，目標(biāo)如下：

通過(guò)前面 PWM 輸出信號(hào)控制 NMOSFET 進(jìn)行驅(qū) 動(dòng)，然后通過(guò)變壓器的驅(qū)動(dòng)輸出得到 +15 V 給驅(qū)動(dòng)芯片 1ED020I12 實(shí)現(xiàn)正負(fù)電壓供電，得到 5 V 電壓源反饋給 系統(tǒng)并同時(shí)可以作為供電電壓輸出給電機(jī)控制器內(nèi)部使用，保證供電穩(wěn)定性，并反饋輸出電壓給反激驅(qū)動(dòng)電路， 通過(guò)變壓器開(kāi)關(guān)輸出實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋過(guò)程。最終達(dá)到供電驅(qū)動(dòng)、采集、反饋輸出循環(huán)穩(wěn)定系統(tǒng)。變壓器的吸收 RC 和 NMOSFET 檢流電阻及反饋直接影響到 5 V 電壓源輸出，并影響到 VO 電壓的幅值調(diào)節(jié)，如果作為 IGBT 高壓采集系統(tǒng)供電，還會(huì)影響到母線采集，因此需要重點(diǎn)關(guān)注。

（1）通過(guò)NMOS管的Vds波形的變化可知，變更前，MOS 管存在未能按照開(kāi)關(guān)信號(hào)快速進(jìn)行開(kāi)關(guān)動(dòng)作不變或滯后，且在調(diào)整 Vin 過(guò)程中，開(kāi)關(guān)信號(hào)占空比不自動(dòng)調(diào)整，由于變壓器的原因，最大占空比會(huì)受到一定的限制，這導(dǎo)致開(kāi)關(guān)電源的輸出功率能力不足；設(shè)計(jì)優(yōu)化點(diǎn)考慮調(diào)整 PWM 輸出及反饋，使得 MOS 管根據(jù)開(kāi)關(guān)信號(hào)快速動(dòng)作，且開(kāi)關(guān)信號(hào)占空比隨 Vin 的變化而相應(yīng)的進(jìn)行調(diào)整，很好地提高了開(kāi)關(guān)電源的輸出功率能力。

圖 3 說(shuō)明基于 LTC1871 設(shè)計(jì)一種 Flyback 控制驅(qū)動(dòng)電路，其上圖為控制信號(hào)原理，下圖為電路設(shè)計(jì)原理，電路中根據(jù)前述的設(shè)計(jì)目標(biāo)，進(jìn)行變壓器的設(shè)計(jì)，主要關(guān)聯(lián)如下幾個(gè)重要參數(shù)變量，需要定制化其電感量，在 10 Hz 下，大約 28.05 μH 輸入端，輸出端的直流電阻 1.7 Ω、1.8 Ω、0.1 Ω，滿足驅(qū)動(dòng)三相正極 80 mA，輸出電源 5 V 隔離需求 0.5 A，其中額定需求滿載能力較小，15~20 mA，滿足啟動(dòng)需求。變壓器的 P10 為 Drain 極， 作為輸入信號(hào)，P9 為 DC 輸入，9~16 V 范圍，信號(hào)經(jīng)過(guò)輸入電感后再進(jìn)入變壓器輸入端，變壓器的 P10 連接 NMOSFET，通過(guò) MOSFET 根據(jù)開(kāi)關(guān)信號(hào)快速動(dòng)作，開(kāi)關(guān)信號(hào)占比跟隨 Vin 變化而相應(yīng)的進(jìn)行調(diào)整，調(diào)節(jié)變壓 器的占空比，實(shí)現(xiàn)驅(qū)動(dòng)電流負(fù)載應(yīng)用變化能力?？赏ㄟ^(guò)調(diào)整變壓器耦合連接阻值 RC 進(jìn)行調(diào)整。占空比越大，輸出電壓值越高，NMOSFET 和二極管承受的電壓應(yīng)力越大。

當(dāng) NMOSFET 導(dǎo)通時(shí)，變壓器的原邊有電流流過(guò)，由于電流不同相位，副邊沒(méi)有電流，當(dāng) NMOSFET 關(guān)斷時(shí)，副邊的二極管導(dǎo)通給負(fù)載提供能量產(chǎn)生電壓電流 輸出。依據(jù)電路分析，確定變壓器的初次級(jí)主要匝數(shù)比，保證電感尖峰產(chǎn)生的電流和電壓能夠匹配 NMOSFET 的性能參數(shù)，保證 Np：Ns 處于合理范圍內(nèi):

滿足設(shè)計(jì)需求。根據(jù)開(kāi)關(guān)二極管電流等同于輸入電流原則，根據(jù)電路參數(shù)計(jì)算輸出電壓：當(dāng)線圈處于 CCM 時(shí)：

圖4 Tansformer原邊和副變結(jié)構(gòu)及輸出電流波

3 仿真

從 Pspice 仿真上看，進(jìn)行輸入和輸出各參數(shù)進(jìn)行仿真觀測(cè)各變量是否存在異常，需要更新調(diào)整部分參數(shù)和閾值，使得輸入電壓 PWM、Vds、V0（包含 V01 和 V02 等），ID。下圖中波形從上往下，依次為變壓器副邊輸出端二極管后輸出電壓 V02( 圖 3 上圖中變壓器輸出第一級(jí)），輸出變壓器副邊輸出端二極管輸出電壓 V01( 圖 3 上圖中變壓器輸出從上至下第四級(jí)），NMOSFET 輸出電流 ID，NMOSFET 輸入端的 PWM 控制波形；通過(guò)對(duì)輸入端 9-10 中控制信息輸入 PWM 進(jìn)行仿真、仿真各主要參數(shù)還有輸出 V01 和 V02， NMOSFET 的輸出電流 ID 以及反饋端輸出電壓，通過(guò)圖 5 波形來(lái)看，基本達(dá)到了驅(qū)動(dòng)需求波形，但是輸出 V01 和 V02 電壓存在微小波動(dòng)在 50 μs 內(nèi)，波動(dòng)范圍約 100 mV，紅色波形為 ID 電流波形，是 Nmos 輸出電流，從波形上看，基本維持值在 3 A 左右，波形走向趨勢(shì)基本一致，整體來(lái)看，波形較為干凈，在 1 μs 內(nèi)無(wú)雜波，周期約 70 ms，與此波形周期高度重合的時(shí)約幅值 5 V 的 PWM 控制波形，波形正常無(wú)振蕩諧波，高低電平幅值符合 LTC1871 芯片輸出參數(shù)要求，通過(guò)上述各類波形周期性測(cè)試，在更長(zhǎng)的周期內(nèi)未有發(fā)現(xiàn)新的諧波及振蕩，說(shuō)明圖 3 電路設(shè)計(jì)穩(wěn)定，參數(shù)取值整體合理可控，為后面臺(tái)架測(cè)試實(shí)現(xiàn)理論可靠性依據(jù)。

4 電路測(cè)試

IGBT 驅(qū)動(dòng)供電電路系統(tǒng)搭建完成，進(jìn)行臺(tái)架測(cè)試，保證在靜態(tài)、高壓開(kāi)啟、帶轉(zhuǎn)速帶載時(shí)，能滿負(fù)荷輸出保證 IGBT 的驅(qū)動(dòng)供電，通過(guò)上下橋臂導(dǎo)通切換，實(shí)現(xiàn)變壓器及回路帶載能力驗(yàn)證，波形及導(dǎo)通時(shí)間是否異常，通過(guò)變壓器的參數(shù)調(diào)整，驗(yàn)證驅(qū)動(dòng)波形有無(wú)受到限制。從下圖來(lái)看 Vds 出現(xiàn)振蕩，存在 0.8 μs 振蕩時(shí)間， 震蕩周期在 8 μs 左右。另，在高電平其實(shí)出現(xiàn)過(guò)沖及下降震蕩，震蕩周期較小但是震蕩的幅度較大，影響到 管子的關(guān)斷和導(dǎo)通。在低速 500 rpm 時(shí)，小扭矩時(shí)，容易出現(xiàn)輸入 Vds 產(chǎn)生電源電壓騷擾波形，形似正弦波；低速時(shí)，隨著扭矩增加，輸入的正常電壓中出現(xiàn)振動(dòng)騷擾波形，輸出可能會(huì)疊加，也可能拉低，如疊加將產(chǎn)生更高的輸出電壓，這將使輸出的 D2 承受更高的沖擊，如相反拉低，將會(huì)使得該段時(shí)間周期內(nèi)沒(méi)有電壓輸出或很低，將會(huì)出現(xiàn)輸出驅(qū)動(dòng)能力不夠，轉(zhuǎn)速升高，出現(xiàn)振蕩失真，導(dǎo)致該段輸出也出現(xiàn)無(wú)正向輸出。通過(guò)調(diào)整反饋輸出端和芯片 ITH、FREQ 及變壓器 pin 9-10、12-13 的電阻值。

（1）當(dāng) Vin = 18 V 時(shí)，整流二極管兩端的最大反向電壓達(dá)到 102 V，RC 電路的電容耐壓為 100 V，存在風(fēng)險(xiǎn)；

（2）取消調(diào)整輸出端的 RC，重新測(cè)試，整流二極 管兩端的最大反向電壓達(dá)變化小，符合設(shè)計(jì)要求 Vout 輸出正常，控制器聯(lián)調(diào)正常，如下波形；

（3）變更前，需要 Vin 大于 14 V 時(shí)，Vout 才能穩(wěn)定輸出；變更后，Vin 大于 8 V 時(shí)，Vout 就可以穩(wěn)定輸出。通過(guò)調(diào)整電路參數(shù)，電源的輸出功率顯著提高，提供電源的穩(wěn)定，可靠工作范圍。

5 結(jié)語(yǔ)

本文通過(guò)前面目標(biāo)參數(shù)建立設(shè)計(jì)分析，并通過(guò)拓?fù)涞脑矸治?，建立電源設(shè)計(jì)電路的優(yōu)化及變壓器參數(shù)關(guān)聯(lián)設(shè)計(jì)，通過(guò) Pspice 的建立仿真分析了輸入輸出電壓波形和電流波形得出，基于 LTC1871 的 PWM 設(shè)計(jì) IGBT 驅(qū)動(dòng)電源電路滿足設(shè)計(jì)要求，外圍電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，輸出電流能力可靠、電壓穩(wěn)定，波形穩(wěn)定無(wú)諧波，電源的利用率得以提升，并通過(guò)臺(tái)架電路實(shí)測(cè)，系統(tǒng)設(shè)計(jì)可靠輸出滿足 IGBT 門(mén)極驅(qū)動(dòng)上下橋臂驅(qū)動(dòng)，保障驅(qū)動(dòng)電機(jī)控制器功能實(shí)現(xiàn)。

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（本文轉(zhuǎn)自《電子產(chǎn)品世界》雜志2022年6月期）