電動汽車用充電機主電路分析研究
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充電機主電路采用移相控制ZVZCSPWM全橋變換器，在變壓器副邊加入電容C和兩只二極管Dc、Dh，采用簡單的輔助電路復位電流，實現(xiàn)了超前橋臂的ZVS和滯后橋臂的ZCS。
1 充電機主電路拓撲
傳統(tǒng)的移相控制全橋軟開關電路采用變壓器漏感或原邊串聯(lián)電感和功率開關管的寄生電容的諧振實現(xiàn)零電壓開關。而滯后橋臂主要依靠變壓器漏感儲能，導致滯后橋臂不易滿足零電壓開關的條件。本文采用了一種ZVZCS的電路拓撲結構，如圖l所示。
Vs是單相或三相交流輸入經(jīng)過整流濾波后得到的直流電壓，S1、S2、S3、S4是功率開關器件，C1、C3為超前橋臂的并聯(lián)電容，Llk是變壓器的漏感，T為變壓器，D1、D2、D3、D4為續(xù)流二極管，輔助電路由鉗位電容C和兩只二極管Dc、Dh構成，Lo為輸出濾波電感，Co為輸出濾波電容。
首先S1、S4導通，原邊向副邊輸出能量，鉗位電容Cc被充電至最大值。關斷S1，原邊電流Ip給C1充電，給C3放電，由于C1的存在，S1為零電壓關段，此時漏感和輸出濾波電感Lo串聯(lián)，共同提供能量；原邊電壓和副邊電壓均下降，當副邊電壓下降至箝位電容電壓時，由于Cc的作用，使變壓器副邊電壓下降速度比原邊慢，導致電壓差，作用于Llk使原邊電流下降。C3放電至零，為S3提供零電壓開通的條件。二次側感應電壓作用于Llk，加速了原邊電流Ip的下降，直至Ip完全復位。開關切換方式為+1/0，0狀態(tài)處于電流復位模式。箝位電容Cc提供負載電流，副邊電壓下降。Cc放電完全，整流二極管 D1～D4全部導通續(xù)流，在續(xù)流期間由于原邊電流已經(jīng)復位，此時關段S4，開通S2，由于漏感Llk原邊電流不能突變，S4零電流關段，S2零電流開通。
2 主電路工作過程分析
全橋變換器在半個周期內有9種工作狀態(tài)，記為模式l～模式9。
2.1 模式1
S1、S4導通，原邊電流流經(jīng)S1、Llk、原邊繞組、S4；副邊電流流經(jīng)D1、L。、R。、D4和副邊繞組，Cc通過Dc、Co充電，輸入側向輸出側傳遞能量。將電路進行簡化，如圖3所示，由于輸出濾波電感Lo與Llk相比較大，視為恒流源，等效電路如圖4所示。
2.2 模式2
當cosωat=-l時，VCc(t)達到最大值，則sjmωat=o，Ip(t)=nIo，Ic(t)=0，二極管Dc關斷，變壓器副邊電流流經(jīng)D1、L。、Co、R。、D4和次邊繞組，簡化電路如圖5所示。此時：
2.3 模式3
S1關斷，原邊電流從S1轉移至C1和C3，給C1充電，給C3放電，簡化電路如圖6所示。由于C1的存在，S1是零電壓關斷。變壓器原邊漏感Llk和輸出濾波電感L。串聯(lián)，Llk值較小，Lo值較大，可視為原邊電流Ip基本不變，Ip(t)=nIo。變壓器原邊電壓Vab和整流橋輸出電壓Vrec以相同的斜率線性下降：
2.4 模式4
當整流橋輸出電壓Vrec線性降至箝位電壓VCc=2(nVs-Vo)時，Dh導通，簡化電路如圖7所示。由于Cc遠遠大于C1+C3，則Cc保持兩端電壓不變，使整流橋輸出電壓比原邊電壓下降得慢，導致電壓差作用于Llk，使原邊電流Ip開始下降，等效電路如圖8所示.
2.5 模式5
C3被放電到O，D3導通，簡化電路如圖9此時開通S3，由于D3的存在，S3為零電壓開通。原邊電壓Vab=O。等效電路如圖10所示。
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