(c) 控 制 系 統(tǒng) 框 圖

圖 3 DC/AC逆 變 橋 三 態(tài) 離 散 脈 沖 電 流 控 制 原 理

uAB= (1)

式中:δ——半個滯環(huán)寬度；

udom——高頻脈沖直流電壓幅值。

4 關鍵電路參數(shù)設計準則

4．1 箝位電容Cc

箝位電容Cc應滿足

Cc≥(1－D)2Ts2/(8LmΔUc/Uc) （2）

通常取ΔUc/Uc≤10％，按最壞情況D=Dmin來設計。

4．2 功率開關S、箝位開關Sc、吸收支路開關Sr三個驅(qū)動信號延遲時間

延遲時間t1、t2過大，影響了有效占空比；延遲時間過小，滿足不了要求。Sc關斷與S開通的時間間隔應不小于變壓器磁化電感Lm與功率開關輸出電容Cs間諧振周期的四分之一，即

t2≥2π/4 （3）

S關斷與Sc開通的時間間隔t1應滿足

2π/4t1(1－D)Ts/2 （4）

式（3）、式（4）按最壞情況（Ui=Uimin、D=Dmax、Uc=Ucmax）來調(diào)節(jié)參數(shù)。Sr關斷相對于S關斷的延遲時間t4為

t4=ΔDTsDTs （5）

式中：ΔD——高頻脈沖直流電壓擴展的占空比。

4．3 功率開關S實現(xiàn)ZVS的條件

功率開關S能否實現(xiàn)ZVS，取決于變壓器磁化電流峰值與折算到變壓器原邊的負載電流的差值。功率開關S實現(xiàn)ZVS的條件為

(1/2)Lm（ILm－iLf·N2/N1）2≥(1/2)CsUi2 （6）

式中：ILm——變壓器磁化電流峰值。

4．4 高頻脈沖直流電壓波平均值Udo,avg選取

為了確保輸出電壓THD小，應滿足

UO≤Udo,avg （7）

Udo,avg=(N2/N1)Ui(D＋ΔD) （8）

由式（8）可知，相同的Udo,avg值，總占空比(D＋ΔD)越大，則高頻脈沖直流電壓幅值將越小。因此，高頻脈沖直流電壓波占空比擴展，一方面降低了DC/AC逆變橋功率開關的電壓應力；另一方面簡化了前級高頻脈沖直流環(huán)節(jié)電路。此外，為了保證DC/AC逆變橋功率器件可靠實現(xiàn)ZVS，需要一定的零電平時間t0，則最大占空比應滿足

(D＋ΔD)max≤1－t0fs （9）

式中：fs——開關頻率。

4．5 開關頻率fs

fs/fo越高（fo為輸出電壓正弦波的頻率），高頻變壓器，輸入與輸出濾波器將越小。但fs受式（9）限制，若fs過高，則最大占空比變小，高頻脈沖直流電壓波幅值UiN2/N1將增大。故fs應折衷考慮。這里開關頻率fs選取80kHz。

4．6 輸出LC濾波器

濾波電感Lf的合適取值范圍為

（

Lf (10)

式中：Igm,max——給定電流幅值；

ωo——輸出電壓角頻率；

輸出濾波電容Cf用來濾除輸出電壓uo中的高次諧波，若Cf越大，輸出電壓uo的THD就越小，但DC/AC逆變器無功電流分量增大，從而增大了變流器的體積和成本。一般選取ICf≤0.5Iomax為宜，因此濾波電容Cf值應滿足：

Cf≤0.5Iomax/ωoUO （11）

式中：Iomax——輸出電流最大值。

4.7 滯環(huán)寬度δ的選擇

一般來說環(huán)寬過小，電路不能有效地選擇零狀態(tài)，電路工作于雙極性模式，輸出電壓THD增大，開關頻率升高，損耗增加，且每個開關周期都有能量回饋，吸收電容兩端電壓脈動變大。若環(huán)寬過大，輸出濾波電感上的電流偏差過大，輸出電壓的THD也會增大，且電路的動態(tài)調(diào)節(jié)速度變慢，影響到系統(tǒng)的動態(tài)特性。通常選取滯環(huán)寬度為

δ=(0.2～0.4)(Udo,avg/Lf）Ts （12）