分析時采用傳輸線的A，B，C，D矩陣來計算，導(dǎo)納倒相器可視為特征阻抗為1／J的1／4波長傳輸線，故可得出每個耦合電路的等效電路A，B，C，D矩陣如下：

其奇偶模阻抗為：

上面是對于單個耦合電路而言，考慮n+1節(jié)耦合電路級聯(lián)組成的帶通濾波器，通過單個耦合電路奇偶模阻抗可推得n+1節(jié)耦合電路級聯(lián)帶通濾波器的奇偶模特征阻抗如式(12)，式(13)，式(14)所示。

根據(jù)上述公式即可求出n+1節(jié)耦合線級聯(lián)帶通濾波器奇偶模特征阻抗，要注意的是其阻帶特性不是十分理想，特別是在2ωo的衰減極點處，稍有失諧便可能產(chǎn)生寄生通帶，因此設(shè)計時必須進(jìn)行精心仿真和調(diào)試。
設(shè)計之初要考慮濾波器級數(shù)n的選擇，因為其選擇會直接影響濾波器插損和帶外特性，此外還要在分析濾波器通帶及帶外特性的基礎(chǔ)上對濾波器進(jìn)行理論估算。對于相對帶寬較窄時可利用濾波器的近似設(shè)計方法來計算其結(jié)果，這樣處理雖然簡化了設(shè)計和計算過程，但得到的結(jié)果往往存在精度不高的問題。利用先進(jìn)的ADS仿真軟件對其進(jìn)行正確的建模，可以對理論計算結(jié)果反復(fù)的仿真和優(yōu)化，直到結(jié)果滿足指標(biāo)為止。
2．5 倍頻電路設(shè)計與優(yōu)化
將優(yōu)化后的參數(shù)代入如圖8所示的倍頻仿真電路，為了便于觀察激勵電平影響，選用ADS中的單音頻率源作為輸入端，其阻抗可以人為設(shè)定，根據(jù)倍頻器的外圍環(huán)境阻抗決定此時阻抗為50 Ω。為保證仿真優(yōu)化結(jié)果接近實際值，必須考慮建模的精確性。比如器件封裝的影響，對電路中傳輸線和匹配網(wǎng)絡(luò)建模要盡量接近實際，比如重點考慮微帶突變節(jié)、十字節(jié)、開短路短截線的設(shè)計。

介質(zhì)基板材料應(yīng)選用表面光滑度高、韌性好、硬度高的低損耗微波介質(zhì)材料，盡量選用小尺寸電路以減小傳輸線損耗，另外還要考慮所選基板介電常數(shù)隨環(huán)境溫度及濕度變化要小，除了考慮基板厚度、相對介電常數(shù)以外，還包括介質(zhì)損耗角正切等參數(shù)。綜合考慮成本及上述因素后，整個電路制作在介電常數(shù)εr=2．22，厚度H=0．127 mm的Rogers RT／duroid 5880基板上。
在保證穩(wěn)定性的前提下仔細(xì)設(shè)計輸入／輸出匹配及偏置電路，得到匹配網(wǎng)絡(luò)初值，再利用ADS的諧波平衡分析方法對電路進(jìn)行仿真和優(yōu)化，仿真電路如圖8所示。運用軟件進(jìn)行多次的仿真優(yōu)化來選擇合適的激勵功率，由于所選GaAsFET工作在1．5～26．5 GHz頻段，基波分量仍占主導(dǎo)地位，同時還需進(jìn)一步濾除無用諧波以得到理想倍頻效果。這里主要關(guān)心二次諧波輸出，由于倍頻器產(chǎn)生的諧波幅度并不完全與激勵功率成正比，綜合考慮倍頻損耗及基波、三次諧波的影響，選擇最佳變頻損耗對應(yīng)激勵功率為10 dBm，中心頻點12．4 GHz的仿真優(yōu)化輸出頻譜特性如圖9所示。從總體仿真結(jié)果來看，倍頻器可獲得理想的變頻損耗，同時對于基波和無用諧波的抑制效果良好，符合設(shè)計要求。

3 結(jié)語
本文討論了一種GaAsFET倍頻器的設(shè)計，介紹了設(shè)計的具體流程和方法，并充分利用ADS仿真軟件對倍頻器進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計，省去了復(fù)雜的理論分析計算，大大簡化了設(shè)計過程，對倍頻器的CAD設(shè)計具有很大的現(xiàn)實意義。