圖2 直接變頻接收器結構

　　圖3 3G直接變頻接收器的RF性能預算實例

　　本振(LO)信號與輸入RF信號的混頻或泄漏耦合到RF輸入,這可能在接收器中產(chǎn)生顯著的dc 電壓電平。對LO和RF之間進行最大隔離和通過諧波器,可使d c 偏移最小。在解調器I-Q通路中很好地匹配混頻器和放大器的振幅和相位響應是關鍵性的。Si-BiCMOS解調器SKY73009的振幅和相位平衡可分別達到0~3dB和1U庵紙獾髕饕簿哂?0dB的LO和RF間隔離,這對于在接收器中保持低dc偏移信號是必不可少的。采用低性能解調器的系統(tǒng)將需要復雜和昂貴的dc定標技術。

　　采用開關LNA(前端接收器RFIC的一部分)和Si-BiCMOS解調器的DCR示于圖3。采用這些關鍵性的器件,RF分析表明所得到的級聯(lián)噪聲指數(shù)為3.2dB ,級聯(lián)增益為70dB。對于大多數(shù)3G基站實現(xiàn)(依賴于TTA噪聲指數(shù)和纜線損耗)小于6dB的級聯(lián)噪聲指數(shù)是可接受的。所以,上面所建議的接收器結構,可提供1.9dB額外的系統(tǒng)余量。

　　3G直接變頻發(fā)送器

　　3GPP規(guī)范允許基端發(fā)送分集。用適當?shù)慕y(tǒng)調(降低交叉耦合和增益加分路隔離)和定時同步,發(fā)送器分集可改善系統(tǒng)信噪比(SNR)和減輕多通路、信號衰減效應。然而,分集將增加系統(tǒng)實現(xiàn)成本、尺寸和功耗。采用低成本RFIC器件和直接變頻結構,將有助于減輕這種負面效應對分集發(fā)送器的影響。

　　直接上變頻發(fā)送器結構示于圖4,這種結構正在成為更普遍的形式,這是因為這種結構具有元件數(shù)少,功耗低的特點。

　　采用直接變頻結構,DAC提供I-Q信號。來自DAC的I-Q信號可以是低通濾波的,這樣可去除由DAC引起的混淆、諧波和寄生信號。然后,用直接正交調制器對濾波的I-Q信號進行直接調制和上變頻到RF頻率。調制器在I-Q分路之間必須具有適當?shù)姆群拖辔黄ヅ?以使調制信號信息或誤差向量幅度(EVM)的不純最小。采用正交相移鍵控(QPSK)調制信號,WCDMA基站發(fā)送器所允許總的EVM是17.5%。系統(tǒng)工程師將分配大部分EVM系統(tǒng)預算給HPA(為了改善功率效率)。因此,希望來自調制器的EVM貢獻要小或沒有。所用的直接正交調制器的振幅和相位失調分別小于0.3dB和3o,而對EVM預算的貢獻小于5%。

　　圖4 直接變頻發(fā)送器結構

　　圖5 3G直接變頻發(fā)送器的RF性能預算實例

　　從LO到RF端口的信號泄漏應最小,這是因為大部分直接變頻系統(tǒng)中LO和RF輸入信號是在相同的頻率,而且,調制器之后的RF濾波,對于抑制任何的LO-RF泄漏將是無效的。現(xiàn)在,可以得到大于50dBc LO-RF隔離、大于60dBm 2階輸入截聽點(IIP2)、小于-153dBm/Hz NF電平的直接正交調制器FRIC。這些RF性能值保證調制器對整個發(fā)送器鏈路的寄生發(fā)射不會有重大的影響。

　　可以電平控制上變頻信號來補償部件到部件、分集到主分路和溫度增量變化。需要可變衰減來處理-10dBm~+10dBm(調制器的典型輸出電平)輸入功率電平,而不影響系統(tǒng)非線性。AA102-80可變衰減工作在大多數(shù)通用無線頻帶(0.5GHz~2.5GHz),它具有大于+45dBm輸入3階分量截聽點(IP3)?？芍玫乃p范圍大于30dBm(1dB步長)。

　　在電平控制之后,發(fā)送信號在饋入最后高功率放大器之前由線性驅動器放大。驅動器需要具有足夠高的增益(一般20dBm~35dBm)和線性度以滿足整個系統(tǒng)要求。用較高增益的驅放大器,可以減少高功率放大器所需的級數(shù),使得成本降低和效率提高?？梢缘玫酱笥?5dBm RF增益和大于+40dBm輸出3階截聽點(OIP3)的高性能線性驅動器。

　　WCDMA發(fā)送器的關鍵要求是鄰信道泄漏功率比(ACLR)。3G規(guī)范要求ACLR1(1個信道或5MHz頻率偏移)小于-45dBc,ACLR2(兩個信道或10MHz頻率偏移)小于-50dBc。ACLR測量通常在限定的測試模式1(包括64個專用物理信道DPCH信號和128擴展因數(shù))。64個DPCH信號的功率電平和定時隨機分布來仿真實際的信號環(huán)境。3G規(guī)范文件中規(guī)定測試信號功率電平定時。必須仔細分配發(fā)送器鏈路不同非線性部分的ACLR預算。表1示出ACLR預算在主要發(fā)送器部分的分配實例。

　　3G發(fā)送信號在0.01%累積互補分布(CCD)點測量時,其峰值平均值比(PAR)超過10 dB。3G信號的高PAR值對功率放大器的線性度提出嚴格的要求。對于表1所列ACLR預算實例,例1、例2和例3中線性驅動器可分別提供22dBm、20.5dBm和11dBm輸出功率。例3是最可取的配置,因為它對基帶元件、調制器和驅動器PA配置嚴格的要求,并會降低來自這些部分的可用輸出功率,進而對HPA提出更高的增益要求。圖6示出發(fā)送器鏈路框圖和電平實例,用它可使總ACLR1達到大于標準-45dBc性能指標,其線性輸出功率為+41dBm。發(fā)送器ACLR1預算緊密地反映表1中例2的分配?！?益林)