3 應用電路原理及設計

　　3.1 工程背景

　　基于TR2175的電流傳感器，可應用于交流電動機、三相逆變器、PWM整流器等場合，其典型應用電路如圖2所示。圖中，由一個二極管Dbs1和一個電容器Cbs組成自舉電源。當下管Q2導通VS被下拉到0V時，自舉電容Cbs通過自舉二極管Dbs1從電源Vcc充電，R1用來限制充電電流，在VB和VS之間產生高壓端懸浮電壓VBS。當上管Q1導通VS被拉到最高電壓時，VBS是浮動的，并且此時自舉二極管被反向偏置。圖中從COM腳到VS腳連接有一個二極管Dbs2，因此VS腳最多可以較COM腳低一個二極管的壓降。

　　IR2175的模擬輸入信號為采樣電阻R2兩端的壓降ui，可以對回路中電流進行實時采樣，并根據采樣值判斷是否過流。當采樣電壓VIN+超過-260mV～+260mV范圍時，OC端輸出一個典型寬度為2μs、低電平有效的過流信號。IR2175的PO端輸出的是一個占空比隨電壓變化的PWM波形。

　　當過流時，OC端輸出一個低電平脈沖?？衫面i存電路將2μs的低電平信號持續(xù)保持在低電平，原理圖如圖3所示。

　　由于OC端是開漏輸出，需要接上拉電阻R1。當采樣電壓在-260mV～+260mV范圍內時，鎖存電路輸出喲高電平(15V)；當采樣電壓超過-260mV～+260mV范圍時，OC端輸出2μs的低電平。采用CMOS4000系列反相器，UIA和UIB構成低電平鎖存電路，其輸入上閾值不大于2Vcc／3=10V，輸入下閾值不小于1Vcc／3=5V。當V輸出高電平15V時，為了由OC端低電平0V使輸出變低，應選擇R4=2R2，取R4=20kΩ，R2=4.7kΩ。當OC端的2μs低電平過后，輸出端V持低電平。圖中S為復位按鈕，選擇R3≤R4／2，可通過S使輸出V乏位為高電平，取R3=4.7kΩ。

　　3.3 濾波及運算電路的原理

　　IR2175的PO端輸出一個占空比可調的單極性的PWM波形，對于輸出信號的處理本文采用由濾波器濾掉載波信號從而重構模擬電流信號的方法，原理如圖4所示。通過反相器UID對輸出PWM波形的幅值進行調整，使其輸出A為等幅PWM波，從而使濾波后輸出的電壓幅值完全由占空比決定，經UIC反向得到B。這樣就避免了因兩個輸入波形幅值不同而影響檢測結果。

　　檢測到的輸入信號ui是交流信號，但PO端輸出為單極性的PWM波。為了得到與ui成比例的雙極性的檢測結果，設計兩路RC濾波電路分別對反相位的A和B兩路輸出PWM信號進行RC濾波；再由差分運算放大器求取二者的差值。

　　濾波參數(shù)的選擇要在檢測系統(tǒng)的精度和頻帶之間折衷。為了使輸出Vo紋波較小，設計了二階濾波器。若取較小的時間常數(shù)R6C1、R9C2、R8C3和R11C4，會使濾波電路輸出波形脈動較大；若取較大的時間常數(shù)，則會限制檢測信號頻帶。因PO端口輸出頻率典型值為130kHz， 綜合考慮上述因素，故選擇R6=R9=R8=R11=20KΩ，C1=C2=C3=C4=ln。

　　4 實驗結果

　　經過實驗驗證，可以得到輸入交流信號時，PO端口輸出占空比可調的PWM波形(如圖5，6，7)。圖中1號為輸入交流信號，2號為輸出單極性的PWM波。從輸出波形的局部放大圖中可以看出輸入為0時，輸出占空比為50％(圖5)；輸入最大260mV時，輸出占空比為91％(圖6)；輸入最小-260mV時，輸出占空比為9％(圖7)。

　　當檢流電阻上的壓降超過-260mV～+260mV時，IR2175的OC端輸出一個典型值為2μs的低電平有效的過流信號(圖8)。圖1號為輸入交流信號，2號為鎖存電路的輸出，3號為OC端輸出的2μs的過流信號，注意到2μs的低電平信號過后，由于輸出V過R3，R8和R16分壓，使得OC端維持約8V電壓。實驗結果說明電路發(fā)生故障過流時，鎖存電路能夠迅速的將低電平信號鎖住。

　　以上實驗結果是在工頻50Hz的基礎上得到的。本文利用李沙育圖對電路輸出特性的線性度和延遲角進行了實驗研究。通過觀察示波器上李沙育圖形的形狀來得到該頻率下的幅值和相位。圖9為50Hz時的李沙育圖，延遲相位角約為0°；圖10為6kHz時的李沙育圖，延遲相位角約為62°。在輸入信號幅值保持200mV時，50Hz時的輸出幅值約為4.7V，6kHz時的輸出幅值約為3.273V(圖10和圖11)，約為4.7V的0.707倍(-3dB)，因此帶寬約為6kHz。

　　實驗結果表示電路在低頻狀況下具有很好的線性度，且有較小的延遲角，本文所設計的檢測電路的帶寬可以達到約6kHz。

　　5 結論

　　本文設計的主電路電流隔離檢測電路，具有電路簡單，響應速度快，成本低等優(yōu)點。通過實驗表明，本設計的檢測結果具有良好的線性度和較大的帶寬，且可以實現(xiàn)快速過流檢測。