本文介紹應(yīng)用于儀器和設(shè)備測試的高精度寬頻率功率信號源的設(shè)計(jì)。傳統(tǒng)的功率信號源一般采用線性電源或模擬控制的功率開關(guān)變換電源。隨著高性能DSP控制器的出現(xiàn)，使采用數(shù)字化控制的功率開關(guān)變換電源作為功率信號源成為可能，這有利于提高系統(tǒng)的集成化水平和控制功能。本文介紹的功率信號源采用工作頻率為150MHz的DSP TMS320F2812控制。并且采用DC/DC和DC/AC兩級聯(lián)合調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)。

　　1 系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)

　　本文介紹的功率信號源可提供輸出電壓從2～100V可變，頻牢從20～l000Hz可變，并且可以在50Hz基頻的情況下疊加基波幅值0～30%的直流分量與2～9次的各次諧波分量。輸出電壓幅值最小可調(diào)步長和分辨率為O.1V，輸出電壓頻率最小可調(diào)步長和分辨率在20～100Hz時為O.1 Hz，在100～l 000Hz時，為1Hz。在額定工作條件下，在2～100V范圍內(nèi)，應(yīng)能連續(xù)輸出0.5A的電流，即最大輸出50VA的功率。

　　為了滿足系統(tǒng)的高精度及輸出電壓和頻率均可變的要求，系統(tǒng)框圖如圖l所示，整個系統(tǒng)由AC/DC、DC/DC和DC/AC三部分組成。由于對輸出功率的要求比較小，所以采用了反激式直流變換電路。DC/AC級采用全橋逆變電路。整個系統(tǒng)的控制是基于TT公司的DSP TMS320F2812。DC/DC環(huán)節(jié)采用INFINEON公司的ICES2AS01控制，其給定信號Vnf由DSP根據(jù)控制要求產(chǎn)生，從而獲得可調(diào)的直流電壓Vdc。CC/AC環(huán)節(jié)由DSP直接進(jìn)行PWM控制，從而產(chǎn)生所需的功率信號波形。

　　DSP TMS320F2812的幾個特點(diǎn)：

　　(1)速度方面 TMS320F2812最高工作頻率為150MHz(30MHz的品振經(jīng)過倍頻而得到);

　　(2)AD精度 TMS320F2812的AD采樣精度可以達(dá)到12位：

　　(3)運(yùn)算方面 TMS320C2812是32位的定點(diǎn)DSP，可以方便地運(yùn)行32位與32位的乘法，能滿足高精度與快速計(jì)算的要求。

　　2 控制方案及參數(shù)設(shè)計(jì)

　　2.1 逆變器建模與控制方案設(shè)計(jì)

　　單相全橋逆變器及其雙環(huán)控制的結(jié)構(gòu)框圖如圖2所不，Vdc為輸入直流電壓，S1～S4是功率MOSFET管.L為輸出濾波電感，C為輸出濾波電容。其控制環(huán)節(jié)采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)PID控制。采用輸出電壓與給定電壓進(jìn)行比較得到誤差電壓，誤差電壓經(jīng)過PI環(huán)后成為電流環(huán)的給定，與電流采樣值再進(jìn)行比較.再經(jīng)過P環(huán)節(jié)，蛀后由DSP的PWM環(huán)節(jié)產(chǎn)生控制信號。由于電感電流等于電容電流和負(fù)載電流之和，其中電容電流為輸出電壓的微分，對電感電流進(jìn)行控制相當(dāng)于使系統(tǒng)能超前對輸出電壓進(jìn)行控制，因此能得到更好的動態(tài)性能。另外電感電流包含了負(fù)載電流，所以又可以對負(fù)載起到限流作用。

　　逆變器輸出電壓的采樣為差分采樣模式，電感電流采樣采用電流霍爾器件。電壓采樣系數(shù)為0.0109，則采樣精度為

　　根據(jù)逆變器的結(jié)構(gòu)框圖可以得到逆變器系統(tǒng)的控制框圖，如圖3所示。其中，

　　2.1.1 電流內(nèi)環(huán)的參數(shù)設(shè)計(jì)

　　為了達(dá)到較高的精度，在程序設(shè)計(jì)時將采樣值做Q18的變化，(在DSP里只能進(jìn)行定點(diǎn)數(shù)的計(jì)算，Q18是把浮點(diǎn)數(shù)轉(zhuǎn)換為定點(diǎn)數(shù)的一個過程)即在原來的基礎(chǔ)上乘以218，在設(shè)計(jì)參數(shù)的時候應(yīng)該考慮該系數(shù)。內(nèi)環(huán)電流環(huán)的增益為K1=(1/6)×218=43691，交越頻率取1/5的開關(guān)頻率，取開關(guān)頻率為100kHz，Vdc取200V計(jì)算，則

　　2.1.2 電壓外環(huán)的參數(shù)設(shè)計(jì)

　　同樣的，外環(huán)電壓環(huán)的增益為K2=O.0109×218=2857;

　　取Kvp=O.1，Kvi=3140，即取PI環(huán)節(jié)補(bǔ)償頻率為5kHz。取開關(guān)頻率為100kHz。其離散波特圖如圖4所示。從圖4中可得，系統(tǒng)相位裕量為60°，滿足穩(wěn)定性要求。

　　2.2 DC/DC級控制給定設(shè)計(jì)

　　本文采用DC/DC和DC/AC兩級聯(lián)合凋節(jié)，以達(dá)到功率信號源的高精度要求。DC/AC級采用雙極性的逆變器凋壓方式，幅度調(diào)制比為m=Usm/Ucm

　　式中：Usm為正弦調(diào)制波的幅值;

　　Ucm為三角載波的幅值。

　　在雙極極性SPWM調(diào)壓方法中，逆變橋的直流母線電壓的利用率為

　　在深度調(diào)制，即m值較小的情況下，uc和u8的交點(diǎn)貼近橫軸，輸出電壓每個載波周期的寬度近于相等，即接近于方波，其輸出諧波的幅值較高，會影響輸出電壓的精度，所以，m值越高越好。同時，為避免由于PWM控制脈波過窄和死區(qū)等因素使PWM脈波丟失，m值不宜取的太高。一般情況m取O.9。

　　當(dāng)m一定時，根據(jù)該式和所要求的功率信號輸出電壓值可計(jì)算出DC/AC級的輸入電壓值，并由此給出DC/DC級輸出電壓的給定值。由于在基頻50Hz的情況下，有時需要疊加0～30%的直流分量或者與2～9次的各次諧波，所以輸出電壓幅值作為參考。在不需要疊加的時候，當(dāng)輸出電壓Vo已給定，則輸出電壓幅值Vom也相應(yīng)給定，輸入電壓由公式

　　確定，取m=0.9，則

　　在疊加直流分量與諧波的時候，當(dāng)輸出基頻的電壓幅值與所疊加的直流分量或諧波的次數(shù)與幅值都給定后，則得到一個輸出電壓的幅值Vom，考慮功率MOSFET的通態(tài)壓降等因索，輸入電壓給予一定的裕量，對上述公式進(jìn)行一定的修正：

　　考慮輸出電壓的穩(wěn)定性，設(shè)置了一個Vdc的最小值，即當(dāng)Vom>8V(這里的Vom包括不疊加的與疊加后的)時，Vdc=Vom/0.8，而當(dāng)Vom

　　在DSP里，逆變器輸出電壓的給定值是以一個單位正弦表(Q15)乘以一個給定值(Q10)的形式給出的，最終與逆變器輸出電壓的采樣值比較的數(shù)是一個Q25的數(shù)(即單位正弦表里的數(shù)乘以系數(shù)225).所以輸出電壓最小可調(diào)步長為

　　滿足系統(tǒng)要求。

　　當(dāng)輸出頻率改變時則調(diào)用變頻子程序。由于輸出電壓頻率從20"1000Hz可變，為了達(dá)到一定的精度要求，希望開關(guān)管的開關(guān)頻率盡量高，在這里，采取分段的方式來進(jìn)行設(shè)置，如圖6所示。

　　采取分段方式設(shè)置開關(guān)頻率的目的是為了在整個頻率范圍內(nèi)都有一個較高的開關(guān)頻率，以提高精度并易于輸出濾波。表l中給出了不同頻率范圍段的相位精度及最小可調(diào)步長。在20～100Hz情況下，最小可調(diào)步長小于O.1 Hz滿足系統(tǒng)要求，在100Hz以上最小可調(diào)步長小于1 Hz也滿足系統(tǒng)要求。這樣，保證了在輸出電壓頻率范圍變化較大的情況下，開關(guān)頻率的變化范圍大概從60"126kHz，取L=1mH，C=0.47μF，截止頻率約為73kHz，對上述開關(guān)頻率的范圍都可以達(dá)到較好的濾波效果。

　　3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖7"圖12所示。

　　4 結(jié)語

　　本文提出了變頻調(diào)壓功率信號源的設(shè)計(jì)方案.通過TMS320F2812對DC/DC和DC/AC兩級聯(lián)合調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)了高精度的寬范圍變頻調(diào)壓交流電源。