引言

非接觸式IC 卡源于射頻識別技術的產生與發(fā)展。射頻識別即Radio Frequency Identification (簡稱RFID) 是從90 年代興起的一項自動識別技術,它利用無線通信技術進行非接觸雙向通信，以達到識別和交換數據的目的。與早期識別技術相比，射頻識別具有無接觸、工作距離 大、精度高、信息收集處理快捷、環(huán)境適用性較好、可以實現多目標、移動目標識別等一系列優(yōu)點，在近年來獲得了極為迅速的發(fā)展。本文提出的是一種基于 ISO/IEC1444322 標準B 型非接觸式IC 卡的射頻前端電路設計方案，它利用較簡單的電路形式滿足了相關性能要求。該設計已經在上華半導體公司(CSMC) 通過流片驗證。

設計標準

射頻前端部分主要解決卡內無源、免接觸以及調制解調等問題。非接觸式IC 卡射頻前端分別與讀卡器(PCD ) 和卡上數字部分進行通信，相應地,存在二個接口規(guī)范。模擬與數字部分的接口對于一個完整的設計來說是電路內部的信號接口，因此并無明確的標準，主要由設計 者根據具體情況做出相應的協(xié)調。在本設計中，采用的是ISO/IEC 14443標準。該標準定義了工作距離較近的中頻非接觸式IC 卡(P ICC) 的技術規(guī)范，其中提供了Type A 和Type B 兩種有關卡的射頻接口、初始化和防碰撞方式的解決方案。目前，以Ph ilip s 為首的基于Type A 標準的陣營占領了非接觸式IC 卡市場的90% 以上，而Type B 由于是從理論上升到標準再進入工業(yè)領域，是一個新的技術規(guī)范，市場占有率很小，目前包括ST 和Motorola 都只是處于展示推廣階段。兩種類型卡信號接口規(guī)范如表1 所示。

表1　兩種類型卡信號規(guī)范

注1: 表格中示出調制方式: 編碼方式、調制指數和數據速率

依據ISO/IEC 14443 定義的射頻信號接口標準,對于A 型卡，由于射頻卡天線接收到的是100%ASK 調制的改進Miller 編碼信號，理論分析表明它在調制間隙(Pause) 處信號電壓不足1 V ，不能保證卡上數字部分的正常工作，在此期間，數字處理部分不能正常工作，所以在數字處理部分工作時停止數據傳輸。這樣，盡管100% ASK 調制以100% 的能量進行數據傳輸，保證了信號的較高抗干擾性，在一定程度上提高了通信的可靠性，但它是以數據傳輸與數據處理分步工作即以通信時間的延長為代價的。同 時，它也不適用于常規(guī)的數字信號處理器，除非在外加時鐘的情況下可以采用常規(guī)的DSP。而對于B 型卡，由于它采用10% ASK調制，僅用10% 的能量傳輸數據，當受到噪聲干擾時顯然會由于信號能量太弱而影響信號的可靠性，有可能使讀卡器產生誤碼，將縮短其有效讀卡距離，同時卡上的數字信號處理器 并未用到所供給的全部能量。它能保證能量的無中斷供給，可以實現數據傳輸與處理的同步進行，在一定程度上縮短了通信時間。在編碼方式上，由于A 型卡采用改進密勒(Modified Miller ) 編碼和曼徹斯特(Manchester) 編碼，因而速度很快，必須采用專門的硬件解碼；而B 型卡采用不歸零碼(NRZ) 比較易于實現軟件解碼。在防碰撞策略上，A 型卡的Mifare 方案采用比特碰撞檢測，速度很快，由此也必須采用硬件實現；B 型卡所采用的時隙ALOHA(Slo ted ALOHA ) 方案為通用協(xié)議，采用信息級碰撞檢測，可直接用軟件控制。

就非接觸式IC 卡的電路設計而言，由于卡與讀卡器的工作距離很近，同時讀卡器發(fā)射信號功率也比較大，因此讀卡器信號傳輸過程中所受的干擾對信號質量的影響并不太大，從而 可以保證比較高的信噪比；與此相對應的是，卡上發(fā)射信號功率相對很弱，比較容易受干擾。故此，設計過程中對于讀卡器信號的調制不用刻意考慮抗噪聲性能，而 應著重考慮信號恢復的難易程度和它對通信性能的影響；對于射頻卡的發(fā)射信號而言，其調制方式則應主要考慮抗干擾性。從另一方面來看，出于對成本的考慮要求 芯片面積盡量小、成品率盡可能的高,因此要求電路形式的簡單化。綜合性能和復雜度的考慮，B 型卡在RF 前端電路中引入了分頻電路來產生副載波(副載波頻率為載波頻率的1/16，數字部分的時鐘由此副載波再經分頻產生) ，數字部分產生的數據信號先以BPSK 方式對此副載波進行調制，調制后的信號再以調幅的方式疊加在高頻載波上經天線發(fā)出，這樣就以相對簡單的電路形式實現了以較低誤碼率進行傳輸的目的。由于無論是載波還是副載波均由基站信號產生，因此在基站處進行解調時不用考慮相干信號的產生問題(若不考慮卡與基站之間距離引起的相位變化，則基站本身的發(fā)射載 波信號與射頻卡的發(fā)射信號同頻同相，當然，精確的解調仍需引入同步系統(tǒng))。對于基站信號的調制方式，主要應考慮解調的難易，因此采用了最簡單的ASK 調制，具體操作時，可適當加大基站電路的復雜性，保證輸出已調信號的幅度和質量，降低卡接收信號解調后的誤碼率。

綜合上述技術分析，采用了Type B 標準作為設計和驗證依據。

電路模塊設計

非接觸式IC 卡通常包括射頻接口電路和數據處理單元兩部分。射頻接口部分電路模塊如圖1 所示，它包括電源產生電路、限壓電路、時鐘發(fā)生器(包括整流電路和分頻電路組成) ，上電復位電路、調制與解調電路等部分組成。當卡進入讀卡器產生的磁場區(qū)時，由天線耦合的信號經由電源產生電路產生片上工作電壓，在工作電壓滿足要求后， 上電復位電路給出低電平信號，數字部分即轉入正常工作狀態(tài)。解調電路從天線接收的調幅信號中恢復出數字信息送往數字處理器，而調制電路則將數字處理器的輸 出數據調制發(fā)射，完成讀卡器和卡之間的通信。下面將闡述部分典型電路的設計思路。

圖1　射頻前端電路模塊圖

電源產生電路
電源產生電路將射頻信號整流獲取電路的工作電壓?？紤]到電路的簡化，采用一個半波整流電路來完成射頻信號的包絡提取，形成電源。但半波整流電路對濾波電容 的充電僅發(fā)生在交變電壓的一個半周期內，轉換速度和效率不高；作為直流電源對負載供電時，電壓波動較大，而且是由于負載的放電效應使得包絡檢波的靈敏度大 為降低。因此兼顧提高整流效率和降低輸出電壓的紋波因數，在不失簡單性的前提下，對半波整流電路進行改進,如圖2 所示。線圈L 1 即卡上天線線圈，R L 為等效負載。利用柵漏短接的PMOS 管M 1 作為整流二極管，交叉連接的PMOS 管M 2、M 3 利用節(jié)點VN 的寄生電容形成電荷轉運，因而對電容C 的充電時間加長，整流效率明顯提高，輸出電壓V o 的紋波因數也相應減小。

圖2　半波整流電路改進形式

調制電路
調制電路用來將數字部分的輸出信號疊加到載波上，以便于發(fā)射。調制可分為兩步，第一步，數字信號對副載波進行BPSK 調制，第二步，將BPSK調制輸出的數字信號進行ASK 調制后經天線發(fā)射出去。其中BPSK 調制放在數字部分實現。在射頻端，所要實現的是利用經BPSK 調制后的輸出信號(依然為數字信號，只不過頻率為副載波的頻率)再對射頻載波進行ASK 調制。調制電路采用的是電容負載調制，電路原理圖如圖3 所示。電路中,LCR諧振回路中總電容的大小取決于M 導通與否，利用數字信號Sin 控制開關管M 的通斷，從而決定了諧振回路電容值的大小(M 導通時，總電容值為C1+C2,M 關斷時，總電容值為C2) ，從而使得LCR 回路的諧振點頻率隨數字信號電平不同而變化，對于特定頻率的外部射頻信號，感應信號電壓幅度隨數字信號電平值的變化而變化，從而實現了類似A SK 的負載調制。

解調電路
解調電路從讀卡器發(fā)射的ASK 信號中恢復出數字信號，因此解調部分只需利用一個包絡檢波器取出包絡，然后經比較器與基準電壓比較即可恢復出原來的數字信號。可以看出，由于讀卡器發(fā)射信 號采用10% ASK 調制，因此相對簡化了卡上解調電路。此處采用了兩個改進半波整流電路(如前所述) 來構成包絡檢波器，如圖4 所示。在該電路中，V A、VB 之間為天線感應的外界場信號(為10% ASK 調制信號) ，此時V SS端對應該調幅信號的最低端，而V out對應該信號的最高端(由于晶體管的閾值損失，因此這兩個電位與調幅信號的高低峰值相差一個V th ) ，由于V SS為卡上電路的公共接地端，故此對應的檢波輸出信號V out 在不同數值(“1”或“0”) 時起伏更為劇烈，從而降低了對解調電路比較器靈敏度的要求。一關鍵問題是如何確定包絡檢波輸出信號的中心電壓(平均值) ，用它作為比較器的基準電壓，完成模數轉換。由于影響包絡幅值的因素很多，比如信號強弱、工作距離的遠近等都會使場磁信號的幅度發(fā)生變化，因此很難確定其 平均值。為此設計了一種自適應比較電路，原理如圖5。在該圖中,V out為圖4 所示包絡檢波電路的輸出，Dout為解調后輸出數字信號，Bias 為片上一穩(wěn)定偏置電壓(由解調基準電壓產生電路產生)。很顯然，在穩(wěn)態(tài)時，比較器兩個輸入端Minus、Plus 電壓均為偏置電壓Bias。而在接收到調幅信號時，由于包絡檢波輸出Vout出現波動，該波動通過電容C2耦合到比較器Plus 端，使該端電壓隨Vout起伏而起伏，而Minus 端電壓則一直等于Bias 端電壓，比較器檢測出包絡起伏，完成了數字信號的解調。

圖3　調制電路原理圖

圖4　包絡檢波電路

圖5　解調電路

射頻前端電路還包括上電復位電路、限壓電路和時鐘發(fā)生器等部分。其中上電復位電路用來檢測片上感應產生的電源電壓是否滿足數字部分的工作要求，如果供電電 壓低于門限電壓，則電路輸出一高電平信號。在電壓滿足要求后，輸出低電平信號。由于標準要求外界場強在1. 5A/m rms≤H≤7. 5A/m rms范圍內波動時卡應能正常工作，因此給出低電平信號時必須考慮這種極端情況，以維持卡上電路工作的連續(xù)性。時鐘發(fā)生器由整形電路和分頻器構成，從讀卡 器給出的磁場中恢復系統(tǒng)時鐘。這種非接觸IC 卡利用含有射頻載波信息的磁場產生數字部分的工作時鐘和副載波，無需本振信號，在一定程度上簡化了卡上電路的設計。

整體性能模擬

設計中，對射頻前端電路各子模塊以及整個系統(tǒng)均進行了詳細的性能模擬，模型參數采用上華0.8 um CMOS 模型參數庫。在此給出比較關鍵的接收解調和調制輸出這兩部分性能模擬結果。對于接收解調而言，其接收到的信號調制指數在8%～12% 之間，數據傳輸速率為106 kbps，外加一個指標類似的調幅波進行解調性能驗證，在輸入調幅波調制指數為10% 時對應的模擬波形如圖6 所示。其中Por 為上電復位信號，解調部分僅在數字部分復位后才開始工作，R in 為包絡檢波電路輸出的包絡信號，Rx 為解調輸出的數字信號。

圖6　解調通路模擬結果

對于信號發(fā)射通路，主要是信號的調制問題,BPSK 調制放在數字部分，調制輸入數字信號頻率為副載波頻率(f c/16≈ 847 kHz) ，對應調制輸出模擬結果如圖7所示。圖中交流信號Tx 是天線輸出的調幅信號，其上疊加了經BPSK 調制的副載波信號Tdata (如空白處所示)。

圖7　調制通路模擬結果

結語

上述設計采用無錫華晶上華半導體公司0.8 um CMOS 工藝流水，最終版圖如圖8 所示,面積為2.2 mm ×1.5 mm。芯片封裝后經過測試,達到ISO/IEC 1444322 射頻接口部分的要求。工作頻率為13. 56MHz，達穩(wěn)態(tài)時，上電復位電路給出低電平信號，調制解調部分開始正常工作，數據傳輸速率為106 kbps 時工作良好，測試結果與模擬結果吻合，滿足了標準對調制解調指標的要求；在給定場強范圍內，可輸出穩(wěn)定3 V 電壓，驅動能力達到了設計要求。

圖8　射頻前端電路版圖