摘要：一種由鎖相環(huán)CD4046和單元片機80C196KC的PTS（外設事務服務器）構成的高精度交流采樣系統。該系統能方便地實現對多路信號的采集，并采用頻率跟蹤技術消除電網基波頻率波動時的影響，簡化了外圍電路硬件，大大提高了數據采集的精度和可靠性。另外還給出它在同步發(fā)電機勵磁調節(jié)器中的應用實例。

關鍵詞：鎖相環(huán) 單片機 外設服務器（PTS） 交流采樣

隨著電力系統的快速發(fā)展，電力網容量不斷增大，結構日趨復雜，電力系統中自動化設備的運用越來越廣泛，而數據采集環(huán)節(jié)則是實現自動化的重要環(huán)節(jié)。根據采樣信號的不同，采樣可分為直流采樣和交流采樣。直流采樣采集通過電量變送器整流后的直流量，這種方法軟件設計簡單，計算方便，便于濾波，對采樣值只需作一次比例變換即可得到被測量的數值，采樣周期短；但它不能及時反映被測量的突變，有較大的時間常數，測量諧波有誤差，投資較大，維護復雜，因而在電力系統中的應用受到限制。交流采樣直接對變換好的5V（或0～5V）交流信號進行采樣，主要優(yōu)點是實時性好、相位失真小、投次少、便于維護；其缺點是算法復雜、精度難以提高。但是隨著微機技術和微電子技術的高速發(fā)展，交流采樣以其優(yōu)異的性能價格比，呈現出逐步取代直流采樣的趨勢。

在大部分由單片機構成的數據采集系統中，通過定時中斷的方式對工頻50Hz的電壓信號進行均勻采樣。由于電網中頻率波動和諧波分量的存在，普通中斷時，CPU要執(zhí)行保持斷點轉入中斷服務、保護現場、恢復現場、返回等一系列操作，CPU開銷較大。這樣在CPU任務較重或采樣數據較多時，對被測量和精度和準確度都有一定的影響。作者在研制微機勵磁調節(jié)器的過程中，充分利用INTEL 80C196KC單片機本身特有的一種外設服務器功能，結合CD4046鎖相環(huán)的具體應用，大大簡化了外圍電路硬件，提高了數據采集系統的精度和可靠性。

1 外設服務順PTS原理及應用

INTEL 80C196KC單片機的外設服務器PTS（Peripheral Transaction Server）利用其內部的微代碼執(zhí)行操作，對中斷可提供一種類似于計算機DMA（直接存儲器訪問）的響應，它把一個中斷映射到相應PTS通道，由該通道產生一個PTS周期，PTS周期就像DMA周期那樣插入到正常指令流中，不需要額外的軟件開銷，大大增強了CPU的中斷事處處理能力。

與中斷向量相似，PTS也有一個向量表，共15個字，位于2040H～205CH，優(yōu)先級和普通中斷的優(yōu)先級相同。每個PTS向量都指向一個PTS控制塊（PTSCB），控制塊必須駐留在內部RAM空間（1AH～1FFH）。每個控制塊包括8個字節(jié)，其首址應能被8除盡，由控制塊來確定PTS的工作方式。80C196KC提供了5種PTS模式：一次傳送模式、塊傳送模式、A/D模式、HIS模式和HSO模式。為了控制PTS的工作，80C196KC內部水平窗口1中設有兩個16位字寄存器PTSSEL和PTSSRV，其作用如同中斷屏蔽寄存器和中斷掛號寄存器，格式完全相同，如表1所示。若要打開某一外設PTS功能，只需將PTSSEL中的相應位置“1”即可。綜上所述，當把某外設的PTS功能打開并設置好PTS控制塊時，該外設不會進入其相應的PTS中斷服務程序，而進入PTS周期。CPU內微代碼按PTSCB設置的工作模式和要求的次數執(zhí)行操作，PTS完成后，便將PTSSRV中相應的位置“1”，PTSSEL中相應的位清“0”，引發(fā)END_OF_PTS中斷，并映射到這一外設的中斷。進入END_OF_PTS中斷后，PTSSRV中相應的位被清零，禁止該外設再次進入PTS服務。

在我們研制的微機勵磁調節(jié)器中，要求每個周波采樣16次，每次進行8個數據的A/D采樣，這里采用了每個周期執(zhí)行16次PTS服務，每進入個PTS周期，CPU自動進行了8次A/D轉換的方法。將80C196KC內部A/D轉換設置HSO時間到啟動方式，A/D轉換結束后引發(fā)A/D結束中斷，進入PTS周期，轉換結果的讀取和此后的7次轉換由PTS以立即啟動A/D的方式完成。這里HSO的時間基準是定時器T2，T2的時鐘源為外部時鐘T2CLK（由IOC0控制寄存器來設定），來自鎖相環(huán)電路壓控振蕩器的輸出信號。A/D模式下的PTSCB控制塊包含 4個寄存器：PTSCOUNT、PTSCON、S/D和REG寄存器。PTSCOUNT確定無需在軟件干預下連續(xù)運行的PTS周期數；PTSCON控制寄存器用來確定PTS的工作方式及S/D的指針在每次A/D結束后是否修改；S/D是一個指針，它指向1個表格，該表格可位于內部RAM，也可位于外部RAM，用來存放啟動A/D的命令和A/D轉換后的結果；REG也是一個指針，它指向一個固定的存儲單元，該單元暫存A/D的命令字，在PTS執(zhí)行過程中，CPU先把表格中A/D命令暫存于此，然后再將命令從這個單元寫入A/D的命令寄存器中。PTS A/D方式的控制切塊初始化及A/D轉換表格分別如表2和表3所示。

表1 PISCB的初始化內容

表3 PTS A/D轉換表格

2 工頻信號鎖相倍頻原理及頻率跟蹤電路的實現

工頻電源的一個周期原則上應為20ms，但由于電網狀況的變化，經常出現其周期不等于2ms的情況。為了消除基波頻率波動的影響，在基波頻率出現波動時實現均勻采樣，可將對周期的計時改為對頻率的計數。只要該頻率是工頻電源信號倍頻，則每一個倍頻后的脈沖即可代表一固定的電角度；若倍頻頻率很高，則計算機對電角度的分辨率也很高，可以增加采樣點數；若該倍頻脈沖串是與工頻電源的相位嚴格鎖定的，則這種方案可以從原理上消除電網頻率不穩(wěn)造成的采樣誤差，其原理圖如圖1所示。

在圖1中，工頻信號與分頻電路輸出的50Hz左右的鎖定方波一同進入鑒相器進行相位比較。鑒相器輸出的比較結果中包含偏差電壓成份，經環(huán)路濾波器濾波，產生控制電壓，加在壓控振蕩器輸入端；其產生的振蕩輸出經分頻后變?yōu)殒i定方波重新進入鑒相端，與工頻信號進行相位比較。當兩個信號相位差偏離標準時，環(huán)路濾波器必須輸出偏差校正電壓使壓控振蕩器產生頻率變化，以使兩個信號相位鎖定在標準位置。由于壓控振蕩器片于該閉環(huán)系統中，在兩個信號被鎖定后，其壓控振蕩器輸出的振蕩頻率必然是工頻信號頻率的整數倍。

頻率跟蹤電路由專用集成鎖相芯片CD4046和分頻芯片CD4040組成，以實現工頻信號的相倍頻，分頻比為1/4096。在工頻信號恰好在50Hz的情況下，該電路的鎖相倍頻率為50×4096=204.8kHz，相當于一個工頻周期內有4096個脈沖。因為80C196KC的內部定時器T2是上、下跳變均計數，則在360度的電角度內共有8192個跳沿，相當于每個跳沿代表0.044電角度。頻率跟蹤鎖相電路接線圖如圖2所示。

3 交流采樣值的算法實現及誤差的補償計算

3.1 有效值的計算

可根據連續(xù)周期信號的有效值定義來計算其有效值。設f(t)為周期為T的連續(xù)信號，最大值為Am，f(t)的有效值A可表示為：

將連續(xù)函數離散化，可得出電壓、電流有效值的表示式：

式中，N——每個周期均勻的采樣點數

ui——第i點的電壓采樣值

ii——第i點的電流采樣值

Ku——電壓有效值的綜合轉換系數，是定值

KI——電流有效值的綜合轉換系數，是定值

3.2 三相功率P、Q的計算

由連續(xù)周期函數的功率定義可得到離散的功率表達式。

單相功率的算式為：

式中，ii+N/4為第i+N/4次電流采樣值。

當i+N/4大于N時，ii+N/4取為i-i-3N/4?？梢宰C明當N≥3時，按式（1）、（2）、（3）、（4）式計算將不產品離散化計算誤差。

同理，三相功率P、Q的算式如下：

3.3 頻率的計算

當80C196KC的晶振頻率取為20MHz時，一個狀態(tài)周期為0.1μs，定時器T1的計數間隔是8個狀態(tài)周期（0.8μs）。把工頻信號濾波整形后，變成方波輸入到HIS.0，根據兩次中斷的時間間隔Δt(計數長度)算出信號的頻率。

信號的周期T=Δt×0.8/1000000(s)

信號的頻率f=1/T=1250000/Δt(Hz)

3.4 誤差的補償計算

在我們所研制的微機勵磁調節(jié)器中需對三相電壓Ua、Ub、Uc和三相電流Ia、Ib、Ic六個交流量進行采樣，采樣順序為Ua、Ia、Ub、Ib、Uc、Ic，采樣方式是HSO時間到啟動A/D的方式。由于在一個工頻電源周期中有8192個時鐘邊沿，一個周期內采樣16點，定時啟動一次A/D只需512個時鐘邊沿，設置精確方便。A/D采樣完成后，進入PTS A/D采樣周期，在其中完成6路信號的采樣。當A/D表格設在外部空間（0200H～0FFFFH）時，PTSA/D模式的執(zhí)行時間為25個狀態(tài)周期（2.5μs），代表電角度為0.045度（2.5×360/20000）。由于用一個周波16個數據來計算電壓和電流有效值，計算相互獨立，所以與電壓、電流不同時采樣無關?？梢宰C明當N≥3時計算出的U、I不存在誤差。

但用公式對功率進行離散計算時，要求對電壓和電流信號進行同時采樣，才可以算出準確的有功和無功功率的值。在這里我們省去了六個采樣保持器，對三相電壓和電流信號進行順序采集，用PTS A/D的時間差等于PTS A/D模式的執(zhí)行時間2.5μs，這個時延等于改變了電壓和電流之間的相位差。設：

u(t)=Umsin(wt+φu) （7）

i(t)=Imsin(wt+φi) (8)

無時延的相位差φ=φu-φI,在i（t）時延采樣下，電流的相位增加了Δφ。因此，由此采樣數據計算出的有功功率和無功功率分別為：

P'=UIcos(φ-Δφ),Q1=UIsin(φ-Δφ)

當φ=π/2時，有功誤差可達到UIsin(Δφ)。由于Δφ=0.045°已知，采樣不同時引起的功率誤差是可以克服的。對于（7）、（8）式確定的電壓和電流，有功和無功功率的理論值為：

Pt=UIcosφ，Qt=UIsinφ

令a=cos(Δφ),b=sin(Δφ),c=P'/UI=cos(φ-Δφ),d=q'/UI=sin(φ-Δφ),則：

cos(φ)=cos[ (φ-Δφ)+ Δφ]

=cos(φ-Δφ)cos(Δφ)=( Δ)-sin(φ-Δφ)sin(Δφ)

=ac-bd

同理：sin(φ)=ad+bc

因此：P=Pt=UI(ac-bd),Q=Qt=UI(ad+bc)

其中，a=cos(Δφ)=cos(0.045°)=0.99999997,b=sin(Δφ)=sin(0.045°)=0.000785。

根據采樣得到的數據算出U、I、P'、Q'的大小，由此得到c、d的值，可以對計算出的功率進行修正。在對功率精度要求不是特別高的場合，可以將計算值當作實際值，從而達到近似同相位的采樣效果。

4 交流接口電路及硬件實現

三相交流電壓和三相交流電壓信號的輸入一般來自PT、CT互感器輸出端。電壓互感器PT輸出為0～100V的交流信號，電流互感器CT輸出為0～5A的交流信號，無法接入A/D轉換電路，必須增加電勇轉換接口電路來滿足A/D的轉換要求。電壓和電流的輸入接口電路如圖3和圖4所示。小電壓互感器（YH）輸入0～100V的交流電壓信號，輸出峰峰值為0～5V的交流電壓信號；小電流互感器（LH）輸入0～5A的交流電流信號，通過在二次回路中串入精密的可調線繞電阻來實現輸出峰峰值0～5V的電壓信號。由于80196KC的A/D輸入端只能輸入0～5V的模擬信號，可以采用墊高電平的方法將小電壓互感器（YH）和小電流互感器（LH）輸出的交流波形零點抬高2.5V，使信號負半周波形處于0點電平以上，以保證采集一個完整的信號周期。2.5V基準電壓源電路由TL431精密電壓基準等元件構成。

5 交流采樣算法在微機勵磁調節(jié)器中的應用

基于外設服務器的交流采樣算法在我們所研制的微機勵調節(jié)器中已經得到應用。實驗證明：用這種采樣算法設計的微機勵磁調節(jié)器取消了常規(guī)的電量變送器，簡化了外圍電路硬件，顯示電參數精確穩(wěn)定，進一步提高了裝置的可靠性和精度，使我們研制了裝置具有較高的性價比，具有良好的市場前景。另外，這種交流采樣算法還可以應用于變電站的參數測量、微機繼電保護故障錄波等場合，具有一定的實用和推廣價值。