式（1）中，Ts=1/fs，k=[1，...N]，0≤t＜Ts。由于開關(guān)頻率fs遠(yuǎn)大于線路頻率fl，第k個開關(guān)轉(zhuǎn)換期內(nèi)的整流直流電路電壓可表示成式（2）。

假設(shè)第k個取樣期的Vdc（k）為常量，電感電流和被檢電壓可分別表示為式（3）和式（4）。

被檢電壓R-C通過濾波電路RF和CF被延遲，濾波后的輸出電壓可按式（5）計算。

圖4所示為CR-PWM受控電流與其真實電流偏差隨直流電路電壓幅度而變化的關(guān)系。如果時間常數(shù)RF和CF改變，各取樣時刻的電流偏差也隨之改變，如式（5）所示。

圖4 控制電流和真實感應(yīng)電流隨電壓改變而變化

CR-PWM電流控制器會控制被檢信號vid（t），因此它必需具有相同的Vi*值。如果線路電壓Vdc（k）增加，電感中的感應(yīng)電流變化速度將變大，而感應(yīng)電流在正弦波中心附近也會變大。圖5所示為線路電流波形隨RF和CF濾波電路時間常數(shù)變化的仿真結(jié)果。
如圖5所示，時間常數(shù)越大，交流線路電流波形越接近真正的正弦波，但電流的瞬態(tài)響應(yīng)將變差。不過，由于這種轉(zhuǎn)換器用于驅(qū)動LED電流，電流動態(tài)響應(yīng)變慢不是個大問題。

圖5 線路電流波形隨RF和CF濾波電路時間常數(shù)變化的仿真

圖6給出了采用改進CR-PWM控制器來獲得正弦波形的基本原理。如圖6所示，被測信號的電流峰值受制于I*。由于RF和CF組成的電路產(chǎn)生時間延遲，MOSFET漏極電流可能高于I*。延遲的反饋電流峰值一旦達(dá)到I*，MOSFET將會關(guān)斷。

圖6 改進的CR-PWM控制方法使電流接近正弦波

此外，當(dāng)直流電路電壓處于90°相位或附近時，如圖6所示，MOSFET的導(dǎo)通時間將變小。這樣，交流線路電流波形就會呈現(xiàn)類似于功率因數(shù)校正在關(guān)鍵導(dǎo)通模式或非連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）時，采用典型升壓轉(zhuǎn)換器時的波形。因此，必需在降低線路電流的總諧波失真（THD）和提高電流動態(tài)響應(yīng)速度之間做出權(quán)衡。