由上述可知，MOSFET的導(dǎo)通持續(xù)時(shí)間ton是由VR5的上升斜率決定的，而toff在PRC模式中則由C1R1決定。

（2）穩(wěn)壓原理

如圖5所示，為了控制輸出，光耦合器的誤差信號(hào)輸出電流在R4上形成電壓降VR4串接在VR5上，從而使輸入到①腳的電壓V1波形部分受到VR4的控制，使比較器1提前或拖后反相，以改變MOSFET的ton從而改變次級(jí)輸出電壓，達(dá)到穩(wěn)壓的目的。這屬于電流控制方式。一般說(shuō)來(lái)，在電流控制方式中，輕載時(shí)VR4會(huì)升高，有可能使MOSFET導(dǎo)通時(shí)的浪涌電流所引起的噪聲對(duì)比較器1帶來(lái)誤觸發(fā)。為了解決這個(gè)問(wèn)題，在MOSFET關(guān)斷期間插入一個(gè)有源低通濾波器，它是由C5和一個(gè)1.35mA恒流源組成，旁接于①腳和地之間。在MOSFET導(dǎo)通之前，該濾波器分流了從光耦輸出的約一半電流量，因而使VR4直流偏置量有效降低，防止了導(dǎo)通浪涌電流的疊加而引起的誤觸發(fā)，此外C5的存在也加大了對(duì)噪聲的吸收旁路作用。

應(yīng)該指出的是，現(xiàn)在ton的控制是通過(guò)改變VR4的直流電壓達(dá)到（見圖6），這與過(guò)去傳統(tǒng)方法不同，過(guò)去的STRS6700和STRM6800系列是靠改變充電電壓的斜率而達(dá)到改變ton的。

（3）過(guò)流保護(hù)

這是一個(gè)脈沖連著脈沖的過(guò)流檢測(cè)電路。由圖5中的波形可見，比較器1起著過(guò)流保護(hù)作用。只要正比于Id的電壓V1峰值超過(guò)限值0.73V時(shí)，就會(huì)強(qiáng)迫振蕩器輸出反相，使MOSFET關(guān)斷，ton變小，達(dá)到了限制輸出電流和輸出功率的目的。

2.3 準(zhǔn)諧振運(yùn)用

上面討論了純光耦反饋電路的PRC工作情況，實(shí)際的應(yīng)用電路應(yīng)包括從變壓器驅(qū)動(dòng)繞組D1來(lái)的反饋支路（它包括D903，R908，C913，D904等元器件），由于這個(gè)支路的存在，使得V1在MOSFET關(guān)斷期間含有與VDS成比例的電壓成份，它叫準(zhǔn)諧振信號(hào)（見圖7）。根據(jù)準(zhǔn)諧振信號(hào)的電平大小可決定該電源是工作在PRC方式還是準(zhǔn)諧振方式。

在MOSFET關(guān)斷期間如果準(zhǔn)諧振信號(hào)V1處在0.73V與1.45V之間，則比較器1起作用使電源進(jìn)入PRC方式；如果準(zhǔn)諧振信號(hào)V1超過(guò)1.45V（V1最大值為6.0V），則比較器2起作用使toff降為1.5μs(min)左右，但現(xiàn)時(shí)功率管的關(guān)斷時(shí)間不取決于此值，而是比它大得多。事實(shí)上只要V1保持大于0.73V，則MOSFET仍然維持關(guān)斷，什么時(shí)候開始轉(zhuǎn)導(dǎo)通，則由準(zhǔn)諧振方式?jīng)Q定。準(zhǔn)諧振方式就是使MOSFET在VDS的諧振周期的半周處導(dǎo)通，這樣可保證較低的開關(guān)電應(yīng)力和減少開關(guān)損耗，為達(dá)此目的，需要滿足以下二條件：

（1）在漏極和地之間要有一個(gè)合適的電容C908存在，由它與初級(jí)電感構(gòu)成LC諧振回路，以便形成漏源極之間電壓VDS的諧振波形；

（2）柵極驅(qū)動(dòng)中要有合適的延遲以保證當(dāng)準(zhǔn)諧振信號(hào)V1下降到0.73V以下，MOSFET開始導(dǎo)通時(shí)恰好對(duì)應(yīng)于VDS波形的最低處。在具體調(diào)整時(shí)，可用一功率表監(jiān)測(cè)電源輸入端，在固定輸出負(fù)載下，調(diào)整R908、C913大小，以獲得最小輸入功率，此時(shí)可判斷延遲時(shí)間為最合適。還要指出的是延遲作用也有C910和電路分布電容的參與，所以即使不接入C913，電路仍會(huì)有某些延遲。