1 引言

　　傳統(tǒng)逆變電源是由逆變器、工頻變壓器和周波變換器組成。由于應用工頻變壓器，使得整個逆變電源又大又笨重，轉換效率難以提高。為了克服傳統(tǒng)逆變器的上述缺點，滿足人們對現(xiàn)代電源高功率密度、高效率、高可靠性、小型化的要求，近幾年來高頻鏈逆變技術成為研究的熱點。其中電流源型高頻鏈逆變技術已經(jīng)得到廣泛研究[1]。電流源型高頻鏈逆變電源以全橋結構最具代表性，其組成是以反激式DC/DC變換器結構為基礎，應用高頻變壓器替代工頻變壓器實現(xiàn)變壓與電氣隔離。此結構具有拓撲簡單、使用器件少、控制電路簡單、可靠性高、體積小、轉換效率高和能量可以雙向流動等優(yōu)點，因此全橋高頻鏈逆變電源被廣泛應用于小功率場合。

　　目前研究較多的電流型高頻鏈逆變器是由前級高頻逆變和周波變換器組成，電路結構基本沒有變化，因此控制策略的進一步優(yōu)化顯得格外重要，優(yōu)良的控制策略能夠提高系統(tǒng)的跟蹤性能與穩(wěn)定性，最終使系統(tǒng)得到良好的輸出特性。目前高頻鏈逆變器控制策略主要有以下三種方法：①正弦脈沖脈位控制策略（SPWPM），采用該方法，前級高頻逆變器采用移相SPWM控制，直流側逆變橋的開關管可以實現(xiàn)部分條件下的軟開關，周波變換器開關管始終工作在同步的高頻開關狀態(tài)[2，3]；②雙極型移相SPWM控制策略，前級逆變器采用雙極型PWM控制，高頻變壓器傳遞占空比為0.5的高頻交流脈沖方波，周波變換器工作在高頻開關狀態(tài)，實現(xiàn)移相調(diào)壓控制[4]；③前級高頻逆變橋采用高頻開關，而周波變換器采用低頻開關策略，周波變換器驅動脈沖周期為輸出交流電壓周期，與前級高頻逆變器驅動脈沖無關，周波變換器為低頻開關，但是該控制策略只能實現(xiàn)能量的單向流，逆變器負載適應性差，并且周波變換器的開關管承受很大的電壓應力。采用方法1和方法2高頻鏈逆變器可以實現(xiàn)雙向功率流，但是周波變換器開關管一直為高頻開關，所以開關損耗比較大。因此尋找一種能夠能量雙向流、具有更高變換效率、較小電壓應力且簡單的周波變換器的驅動方法顯得很有意義。

　　為此，本文提出一種控制策略——正弦脈沖脈位調(diào)制混合控制策略。此種控制方法不再依賴現(xiàn)有的PWM模擬芯片而采用數(shù)字控制，通過對輸出電壓與電流進行過零比較與邏輯組合，得到周波變換器開關脈沖，方法簡單，易于實現(xiàn)?；旌峡刂凭褪侵懿ㄗ儞Q器開關管的驅動脈沖為低頻脈沖和高頻脈沖的混合，逆變器能量可以雙向流動。在保留現(xiàn)有控制策略的優(yōu)點的基礎上，可以極大地減小周波變換器的控制難度，并減少其開關損耗，提高逆變器的變換效率與穩(wěn)定性。

　　2 全橋高頻鏈逆變器工作原理

　　圖1為全橋高頻鏈逆變器的電路拓撲結構，直流輸入經(jīng)逆變電路、高頻變壓器和周波變換器輸出交流到負載[5]。高頻變壓器傳遞的是正弦脈沖脈位調(diào)制波，由于全橋電路的能量可以雙向流動，因此整個能量傳遞可以分為兩個過程，定義為：①能量正向傳遞階段（從直流到交流）；②能量回饋階段（從交流到直流）。

圖1 全橋式高頻鏈逆變器主電路

　　在能量正向傳遞階段，S1、S2和S3、S4分別進行高頻斬波，而S5、S6的開關頻率跟隨負載為低頻，且當輸出電壓U0為正時，使S5常通，當輸出電壓U0為負時，使S6常通，這樣分別使Uin、S1、S3、L1、L2、S5、Vd6、C0和ZL組成一組Flyback變換器，實現(xiàn)直流電源向負載傳遞能量，使負載得到交流正半周波形；使Uin、S2、S4、L1、L2、S6、Vd5、C0和ZL組成另一組Flyback變換器，實現(xiàn)直流電源向負載傳遞能量，使負載得到交流負半周波形。當能量回饋時，Uin、L1、L2、S5、S6、Vd1、Vd2、Vd3、Vd4、C0和ZL分別組成兩組Flyback變換器。無論負載為感性還是容性，S5仍然在輸出電壓C0為正時保持常通，此時當輸出電流I0與輸出電壓U0反相時，S6高頻斬波，實現(xiàn)能量回饋；而S6仍然在輸出電壓U0為負時保持常通，此時當輸出電流I0與輸出電壓U0反相時，S5高頻斬波，實現(xiàn)能量回饋。

　　可以看出全橋高頻鏈逆變器在接感性與容性負載實現(xiàn)能量回饋的時候，周波變換器才和一次側的高頻逆變橋的驅動脈沖同步，為高頻工作。因此周波變換器的驅動邏輯與輸出電壓與電流的極性有關[6]。具體的控制波形如圖2所示。

圖2 主電路控制波形

　　3 控制回路設計

　　全橋電流源高頻鏈逆變電路采用電壓瞬時反饋的SPWM控制方案，控制方案如圖3所示。其中電壓給定為Uref，電壓調(diào)節(jié)器的輸出為Ur，電壓調(diào)節(jié)器的反向值為Um，它們分別與同一個載波Ut進行比較，產(chǎn)生UGS1、UGS3和UGS2、UGS4來分別驅動高頻逆變橋的開關管S1、S3、和S2、S4[7]。而UGS5與UGS6為產(chǎn)生的高頻同步信號，SP為輸出電壓 經(jīng)過過零比較后得到的邏輯信號，SF為能量回饋邏輯信號。根據(jù)對輸出電壓與電流進行過零比較來判斷得到的邏輯信號SP與SF，與高頻同步信號UGS5、UGS6進行邏輯組合后，就可以得到周波變換器的具有雙向能量流動特性的驅動信號。其邏輯組合式如1式所示。

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　　其中

圖3 高頻鏈逆變器控制框圖

　　系統(tǒng)控制核心為TMS320F2407型DSP，采用電壓瞬時反饋控制，只用一個事件管理器可以實現(xiàn)驅動信號的產(chǎn)生，定時器的工作模式為增減計數(shù)，即載波Ut為對稱三角波，載波頻率和高頻鏈逆變器的開關頻率一致，通過正確設置相關寄存器，即可以產(chǎn)生高頻SPWM信號來驅動高頻變壓器前端逆變電路[8]。而周波變換器的驅動信號是由高頻SPWM信號和輸出電壓與電流的過零比較輸出信號進行邏輯組合得到。圖4為周波變換器驅動信號邏輯組合產(chǎn)生原理。其中輸出電壓經(jīng)過過零比較得到SP，與輸出電流進行邏輯組合得到SF。再經(jīng)過一系列邏輯運算得到周波變換器最終的驅動波形。

圖4 周波變換器驅動信號邏輯組合

　　4 仿真與實驗結果

　　在上述理論分析研究基礎上，應用MATLAB仿真軟件對上述所做的理論分析及控制策略的研究進行了仿真。同時，為了驗證混合控制策略對全橋高頻鏈逆變電路的可行性及效果，制作了一個原理樣機，主要參數(shù)如下：輸入直流電壓為40V~60V，輸出電壓為220Vac的正弦交流電，輸出額定容量為200VA。S1~S4采用MOSFET，型號為IXTQ60N20T；S5、S6采用MOSFET，型號為IXFX24N120Q2。高頻變壓器的磁芯為ETD49，材質為PC40，初級繞組為8匝，由兩股線徑為0.8mm的漆包線并繞，次級為90匝，由線徑為0.5mm的漆包線繞制。輸出電容選擇4μF的CBB電容。

　　圖5為周波變換器開關管的驅動波形，由仿真結果可知，當輸出電壓U0和電流I0極性相同時，開關管S5、S6均處于工頻開關狀態(tài)。如果負載為感性負載，輸出電流 滯后于輸出電壓U0，且其中輸出電壓U0為正，輸出電流I0為負時，S5常通，S6高頻斬波，實現(xiàn)能量回饋；當輸出電壓U0為負，輸出電流I0為正時，S6常通，S5高頻斬波，實現(xiàn)能量回饋。當負載為容性負載時，輸出電流I0超前于輸出電壓U0，且其中輸出電壓U0為負，輸出電流I0為正時，S6常通，S5高頻斬波，實現(xiàn)能量回饋；輸出電壓U0為正，輸出電流I0為負時，S5常通，S6高頻斬波，實現(xiàn)能量回饋。證明周波變換器通過邏輯混合控制可以實現(xiàn)其開關管的驅動脈沖為低頻和高頻脈沖的混合，逆變器能量可以雙向流動。

　　在0.15S時逆變器輸出所帶負載突然發(fā)生變化，此情況下輸出電壓U0與輸出電流I0的變化情況如圖6所示。由圖6可以看出系統(tǒng)負載突然發(fā)生變化時，輸出電壓基本不發(fā)生變化，實時跟蹤給定電壓。圖7為給定電壓與實際輸出電壓的正半周比較圖。由圖7可以看出實際輸出電壓始終跟蹤給定電壓上下波動，且波動范圍較小。圖6和圖7說明采用電壓瞬時反饋的控制算法，可以使系統(tǒng)具有較快的響應特性與較好的穩(wěn)定性。由圖8可以看出輸出電壓THD為0.82%，諧波含量較少。圖9為接阻性與容性負載時，系統(tǒng)輸出電壓與電流實驗波形圖。

（a）感性負載

（b）容性負載

圖5 周波變換器開關管驅動波形仿真圖

圖6 加突變信號時,系統(tǒng)輸出電壓與電流波形

圖7 實際輸出電壓與給定電壓圖形

圖8 輸出電壓頻譜分析圖

（a）阻性負載

（b）容性負載

圖9 輸出電壓與電流的實驗波形

　　5 結論

　　本文針對全橋高頻鏈逆變電源提出了混合控制策略，根據(jù)負載輸出的電壓與電流進行過零比較與邏輯組合，得到周波變換器開關管高頻與低頻驅動脈沖的組合。在輸出電壓和電流極性相同的區(qū)域內(nèi)，周波變換器開關管脈沖均為低頻；而在輸出電壓與電流極性不同的區(qū)域內(nèi)，周波變換器開關管脈沖為高頻，且與高頻變壓器前級高頻逆變電路的驅動脈沖同步。采用混合控制策略，使高頻鏈逆變器的能量可以雙向流動，同時使系統(tǒng)具有較快的響應速度、較好的跟隨特性與具有良好的穩(wěn)定性，輸出波形THD小于1%。仿真和實驗結果證實所提的混合控制策略是正確有效的。