因此，在三相系統(tǒng)中pd型系統(tǒng)是最優(yōu)的。對于單相逆變器，apod配置電壓諧波最小。

　　實際中，由于在混聯(lián)電路中，不同逆變單元中采用的器件不一樣，為了充分利用器件的開關(guān)特性，因此調(diào)制波不變，而載波的頻率可以設(shè)置的不一樣，大功率器件采用較低頻率的載波，較小功率的器件采用較高頻率的載波，如圖12（b）所示。這樣既充分利用了器件，又提高了輸出波形質(zhì)量。

　　3.3 開關(guān)頻率優(yōu)化pwm法（switch frequency optimal—sfopwm）［8］

　　開關(guān)頻率優(yōu)化pwm法與shpwm法類似，這種方法，它們的載波要求相同，但sfopwm的正弦調(diào)制波中注入了零序分量，使調(diào)制比增大。對于一個三相系統(tǒng)，這個零序分量是三相正弦波瞬態(tài)最大最小值的平均值。所以sfopwm法的調(diào)制波是通常的三相正弦波減去零序分量后所得到的波形，零序分量和三相調(diào)制波的計算公式如下：

　　vzero=（max（va，vb，vc）+min（va，vb，vc））/2

　　va＊=va－vzero

　　vb＊=vb－vzero

　　vc＊=vc－vzero

　　該方法只適用于三相系統(tǒng)，因為注入的零序分量在單相系統(tǒng)統(tǒng)中無法相互抵消，從而在輸出波形中存在三次諧波，如圖13所示。也有人把開關(guān)頻率優(yōu)化pwm法和三角波移相pwm法結(jié)合產(chǎn)生新的ps-sfopwm法，該法特點：在相同的開關(guān)頻率下，等效開關(guān)頻率提高了很多倍，因而諧波大大減小，電壓調(diào)制比提高了1.15倍。

　　3.4 直接脈寬調(diào)制法［47］［49］

　　根據(jù)三相參考電壓直接確定在一個控制周期內(nèi)的開關(guān)函數(shù)，并計算各個開關(guān)函數(shù)的作用時間，最后合成逆變器的pwm脈沖輸出。

　　特點：不需定義載波信號和空間電壓矢量，與前幾種方法相比，算法簡單，數(shù)字實現(xiàn)容易，占機內(nèi)存小，在原理上體現(xiàn)了pwm的伏秒平均等效原則。這種方法適合于各種電平，電平數(shù)的增加并不增加算法的復(fù)雜性和計算量，且不受拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的限制。

　　3.5 多電平最優(yōu)空間電壓矢量法［50］

　　不管多電平的電平數(shù)為多少，首先借助于電平圓整的方法，將成百上千的待選矢量限制在接近于參考矢量的8個矢量，然后將這8個矢量與參考矢量逐一對比，最接近的參考矢量既為最優(yōu)空間矢量，從而得到三相最優(yōu)電平輸出。

　　該法特點：微機執(zhí)行的時間與電平數(shù)無關(guān)。當(dāng)電壓較高時，電平數(shù)較多有較大優(yōu)勢，開關(guān)頻率低，線電壓總諧波含量低，優(yōu)于多載波pwm法。

　　3.6 混合pwm法［23］［37］［53］

　　本方法主要針對非對稱混聯(lián)逆變電路。為了實現(xiàn)輸出電壓波形的連續(xù)調(diào)幅，需要對多電平電路進(jìn)行pwm控制。同時為了降低脈沖階躍幅度帶來的電磁干擾，連續(xù)調(diào)幅時產(chǎn)生的脈沖不超過1v。圖14為23型3級h橋非對稱混聯(lián)逆變電路（三個級聯(lián)單元的直流電壓比為1:2：4）的混合pwm調(diào)制方法示意圖。首先對電壓為2v和4v單元按圖14（a）中的iii、iv波形進(jìn)行驅(qū)動，然后將i中正弦調(diào)制波和iii、iv波形相減，得到1v單元的調(diào)制波ii。再用ii和三角載波進(jìn)行調(diào)制，形成1v單元的pwm驅(qū)動波形，如圖14（b）所示。顯然，該法只對1v單元進(jìn)行了pwm調(diào)制，因此在選擇器件時，就可以在2v和4v單元使用低頻大功率器件，如igct;而在1v的pwm單元采用高頻小功率器件。

　　文章同時對該法的擴展進(jìn)行了研究，為了降低脈沖階躍帶來的電磁干擾及消除高次諧波，提出了“1＋33”或“2+33”等混聯(lián)逆變電路實現(xiàn)方案。

　　4 級聯(lián)多電平逆變器的其他問題

　　4.1 級聯(lián)多電平逆變器的功率平衡［6］［10］［28］［31］［45］［46］［51］

　　在多橋串聯(lián)的級聯(lián)對稱逆變器中，從長期運行的角度看，各逆變單元的功率平衡，將影響裝置的可靠性。為使各逆變單元工作應(yīng)力平衡，需要對其相應(yīng)的脈沖循環(huán)進(jìn)行研究。以下研究假設(shè)串聯(lián)逆變單元數(shù)為k。

　　（1） 循環(huán)變換階梯調(diào)制法［8］［45］［51］（step modulation）

　　它就是傳統(tǒng)的等周期循環(huán)法。在相鄰的k個控制周期中，對一相各串聯(lián)單元的控制脈沖進(jìn)行輪換，以保證各單元功率平衡。其輸出脈沖在一個控制周期中總是中心對稱如圖15（a）所示，h1、h2和h3代表三個串聯(lián)h橋。圖15（b）所示為k=3時傳統(tǒng)等周期循環(huán)法的工作示意圖及一個完整的循環(huán)周期（三個周期）的開關(guān)次數(shù)。顯然采用這種方式，功率器件的開關(guān)次數(shù)多。

　　（2） 旋轉(zhuǎn)變換階梯調(diào)制法［8］［45］［51］（rotating commutation of steps）

　　也稱錯位等周期循環(huán)法。它通過改變各串聯(lián)逆變單元的控制脈沖和循環(huán)次序使得在兩個控制周期切換時，所有功率器件不動作，大大減少開關(guān)次數(shù)。其輸出脈沖在一個控制周期中或者從控制周期的起點開始，或者在控制周期的終點結(jié)束。如圖16所示，其中k=3。顯然這種方法既平衡了功率，又減少了開關(guān)次數(shù)，降低了器件的開關(guān)損耗，很適用于大功率應(yīng)用。有些文章在此基礎(chǔ)上進(jìn)行深入研究，提出了最小化管子的開關(guān)時刻的方法來優(yōu)化輸出波形，以及限制直流電容上的電壓脈動［6］。與傳統(tǒng)算法相比，這種算法自由度少，控制效果好。除了上述方法外，還有等基波周期循環(huán)法、半基波周期循環(huán)法等，但它們的開關(guān)次數(shù)都很多，損耗大。

　　4.2 主從逆變單元的功率分配［10］［31］

　　有些學(xué)者為非對稱混聯(lián)多電平逆變電路提出了主從逆變單元的概念。主逆變單元（master）就是串聯(lián)連接的逆變器中，直流電壓最高的單元，它承擔(dān)級聯(lián)逆變器大多數(shù)的功率，通常由gto、igct完成，同時通過dc/dc雙向功率電源向從逆變單元（slave）供電。其它的逆變單元稱為從逆變單元，直流電壓較低，只負(fù)責(zé)完成自己的逆變?nèi)蝿?wù)。圖17所示為（a）（b）（c）（d）分別為4級連接81電平的逆變器主電路、輸出波形、功率分配情況及dc/dc雙向功率電源。

　　4.3 級聯(lián)多電平逆變器的共模電壓的抑制［9］［36］［43］

　　逆變器的共模電壓是指負(fù)載中性點與逆變器輸出的等值中性點之間的電壓。在交流調(diào)速中，pwm逆變電路或級聯(lián)型逆變電路在實際應(yīng)用中都會產(chǎn)生共模電壓。共模電壓在功率器件的高速開關(guān)期間會產(chǎn)生充放電電流。此電流通過電機內(nèi)部的寄生電容產(chǎn)生流入地線的漏電流。漏電流過大將對電源產(chǎn)生電磁干擾，還會使電機軸承過早毀壞，從而影響系統(tǒng)運行的可靠性。因此，減小和消除共模電壓的研究將極有意義。

　　文獻(xiàn)［9］［36］對在各種不同的控制方法下，級聯(lián)型逆變電路共模電壓的產(chǎn)生機理、大小進(jìn)行比較，提出了采用電壓胞異相調(diào)制和注入三次諧波等方法，消除共模電壓，同時并不降低直流電壓利用率。文獻(xiàn)［43］提出了一種新穎的用于消除pwm逆變器輸出共模電壓的有源濾波器。該濾波器由一個單相逆變五繞組共模變壓器組成，可以產(chǎn)生與pwm逆變器輸出的電壓幅值相等，相位相反的共模電壓，通過五繞組共模變壓器疊加到逆變器的輸出，從而有效消除電機的共模電壓。

　　5 結(jié)束語

　　級聯(lián)多電平逆變電路由于其特有的優(yōu)越性，在電氣工程領(lǐng)域里的應(yīng)用越來越廣泛，特別是在高壓領(lǐng)域里。本文從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、控制方法和功率分配等角度對現(xiàn)有的文