這個創(chuàng)新的電路[1]是按照軟開關標準設計的，如圖4所示，為恢復小線圈L貯存的電能，在升壓線圈LB 附近新增兩個二極管 D1和D2 和兩個輔助線圈NS1和NS2 。

圖4:新型能量恢復電路:BC2

2.1. 概念描述
當晶體管導通時，線圈NS1 在主升壓線圈內恢復升壓二極管DB的反向恢復電流IRM 。因為交流輸入電壓調制LB 電壓，所以它也調制NS1上的反射電壓。此外，這個輸入電壓還調制升壓二極管電流IDB及其相關的反向恢復電流IRM。這些綜合調制過程讓流經小線圈L的額外的反向恢復電流 IRM 在線圈NS1 內重置，即便在最惡劣的情況下也是如此。當晶體管關斷時，輔助線圈NS2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容。線圈NS2 上的反射電壓與輸入電壓是一種函數(shù)關系，當交流線處于低壓時，反射電壓達到最大值，與小線圈L的最大電流值對應。這些綜合變化使流經小線圈L的電流通過二極管D2 消失在體電容內，即便在最惡劣的情況下也是如此。當dI/dt 斜率(大約10 A/μs)較低時，例如，在開關轉換器的斷續(xù)模式下，這兩個附加線圈NS1和NS2 用于關斷二極管D1 和D2; 二極管的反向恢復電流不會影響電路特性。我們可以說，這個概念“在電路內回收電流”，因此稱之為BC2。

2.2. 相位時序描述

變壓比m1 和m2 是線圈NS1和NS2 分別與NP的比值。

相位 [ t0前]
在t0前，BC2電路的特性與傳統(tǒng)升壓轉換器的特性相同。升壓二極管DB 導通，通過體電容器發(fā)射主線圈能量。

相位 [t0, t1]

在t0時，功率MOSFET導通，DB 的電流等于I0。在t0+時，電流軟開關啟動，即在零電流時，功率MOSFET的電壓降至0V，無開關損耗。在t0后，流經小線圈L的電流線性升高，達到輸入電流I0和二極管反向恢復電流IRM的總合為止，而流經DB 的電流線性降至-IRM。

圖5 真實地描述了這些電流的變化，并考慮到了m2 變壓比。下面是晶體管TR和升壓二極管DB的dI/dt簡化表達式 :

此外，在t0 +時，功率MOSFET的固有電容COSS 被放電，電阻是晶體管的導通電阻RDS(on)。與功率校正電路不同，晶體管漏極上的電壓較低，因為VNS2反射電壓是從VOUT抽取的，這個特性讓BC2 電路具有一個優(yōu)點，在低輸出負荷時，可以節(jié)省電能，利用下面的公式可以算出節(jié)省的電能：

因此，BC2 還降低了關斷損耗。

相位[t1, t2]

在t1+時，升壓二極管DB 關斷，過流IRM被貯存小線圈內，過流使DB 結電容線性放電。同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到D1 二極管導通為止。與此同時，過流IRM 被變壓比m1降低，然后被發(fā)射到主線圈內。

圖5:每相的等效時序

圖6:每相的等效電路

因此，流經NS1的電流有助于給內部線圈LB放電，同時交流電源電壓給線圈Np 施加偏壓。因為根據(jù)下面公式計算的反射電壓VNS1的原因，流經D1 的電流IRM 降至0 A。

為保證斷續(xù)模式下的軟開關操作，流經D1的電流在t3前達到0 A。因為當正弦周期內的Vmains電壓達到最高值時，IRM電流達到最高值，所以tD1_ON 時間趨勢支持功率因數(shù)校正應用/此外，為消除二極管D1 的反向恢復電流效應，因為反射電壓VNS1低的原因，必須使dI/dt_D1 總是保持低斜率，通過下面公式計算dI/dt_D1:

不幸地是，在這個相位期間，升壓二極管DB被施加一個高反向電壓：

這個特性要求這種應用增加一個二極管，為此，意法半導體開發(fā)出一個優(yōu)化的二極管，使IRM 電流值與擊穿電壓達到精確平衡。

相位[t2, t3]