負(fù)載電路由R1、C1、R2、C2組成，分別構(gòu)成了兩個(gè)RC一階低通濾波器，用于濾除泄漏到混頻器輸出端口的LO和RF等高頻信號(hào)。
在跨導(dǎo)級(jí)，Q8、R9和Q5、R7以及Q8、R9和Q6、R8構(gòu)成了比例式鏡像電流源電路。其中，基極電阻R7和R8必須足夠大，保證射頻信號(hào)功率很好地注入到Q5和Q6，同時(shí)防止干擾信號(hào)從基極電阻串?dāng)_射頻信號(hào)。但是，基極電阻也不能太大，否則造成跨導(dǎo)管的基極電流太小，從而影響工作點(diǎn)，導(dǎo)致增益的下降。因?yàn)檩斎氲氖遣罘中盘?hào)，要求R7和R8相等，Q5和Q6尺寸一樣。
在開(kāi)關(guān)級(jí)，Q7連接成二極管的形式，給開(kāi)關(guān)管提供偏置電壓，Q1～Q4為完全一樣的晶體管，基極電阻R5和R6也完全一樣，而且要求阻值足夠大，以使本振信號(hào)功率有效注入開(kāi)關(guān)管。R4和R3分別用來(lái)設(shè)置偏置電流的大小和開(kāi)關(guān)級(jí)偏置電壓的大小，這兩者都不能太大，否則支路電流小，從而影響跨導(dǎo)管工作點(diǎn)的設(shè)置，靈活調(diào)整兩者的比例，可以讓電壓的分配更合理。電路中C1、C2電容值為2pF；偏置晶體管Q7和Q8選擇尺寸比較小的管子，目的是節(jié)省功耗，它們的型號(hào)為N05005011SH。各個(gè)電阻的取值如表1所示。

3 仿真結(jié)果
在對(duì)增益和噪聲進(jìn)行分析的時(shí)候，我們使用了ADS提供的“MixConvGainNF Schematic Template”環(huán)境進(jìn)行仿真。在輸入射頻信號(hào)頻率為1．575GHz，功率為-85dBm，輸出中頻為46MHz，輸入本振信號(hào)功率為-10dBm的時(shí)候，測(cè)得的轉(zhuǎn)換增益(conversiongain)為15．79dB，單邊帶噪聲系數(shù)為4dB。如圖2所示。

本設(shè)計(jì)混頻器應(yīng)用于GNSS接收機(jī)，它要求接收的射頻信號(hào)頻率范圍在1～1．6GHz之間，本混頻器也要求在這范圍內(nèi)擁有較高的增益和較低的噪聲系數(shù)。圖3為這一變化范圍內(nèi)的增益和噪聲，這是經(jīng)過(guò)多點(diǎn)測(cè)試，然后用描點(diǎn)法描出來(lái)的。

另外，線性度也是混頻器需要考慮的一個(gè)重要問(wèn)題。一般從天線接收進(jìn)來(lái)的GNSS射頻信號(hào)功率在-110～-55dBm之間，經(jīng)過(guò)低噪聲放大器放大后，輸入到混頻器的射頻信號(hào)功率大約在-100～-40dBm之間。我們知道，當(dāng)輸入信號(hào)功率變大，混頻器會(huì)出現(xiàn)增益壓縮的現(xiàn)象。圖4為混頻器的1dB增益壓縮點(diǎn)仿真結(jié)果。

4 結(jié)果分析
根據(jù)圖3仿真結(jié)果可以看出，在從1～1．6GHz的600MHz帶寬范圍內(nèi)，增益下降不到2dB，均大于15dB，提供了足夠的增益，符合增益設(shè)計(jì)要求。另外，噪聲系數(shù)也出現(xiàn)了較小范圍內(nèi)的變化，實(shí)現(xiàn)了寬帶低噪聲，符合設(shè)計(jì)要求。根據(jù)圖4仿真表明，該混頻器的1dB增益壓縮點(diǎn)為-17dBm，線性范圍滿足應(yīng)用要求，也符合項(xiàng)目設(shè)計(jì)要求。