1 電路拓撲及控制策略

直流變換到三相交流矩陣式高頻鏈逆變器的主電路拓撲如圖1所示。主電路的前級由單相全橋電路和高頻變壓器組成高頻逆變橋，后級由矩陣變換器和輸出濾波電路組成。高頻逆變橋生成的高頻環(huán)方波由矩陣變換器對其進行解調(diào)，由濾波電路濾除高次諧波，從而在輸出濾波電路兩端解調(diào)到與調(diào)制波同頻的交流脈沖電壓，控制結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。

對于主電路后級，屬于單相交流(輸入信號是高頻交流環(huán)方波)到三相交流的矩陣變換器結(jié)構(gòu)，仔細研究發(fā)現(xiàn)，通過將后級矩陣變換器進行解耦，即將其分解成兩個常規(guī)三相電壓源逆變器，從而就可以將常規(guī)電壓源逆變器的控制方法引入其中，大大簡化了對后級矩陣變換器的分析。由于前級高頻逆變橋輸出的是高頻交流環(huán)方波列，利用解耦控制思想，當(dāng)高頻逆變橋輸出正極性脈沖時，讓三個雙向橋臂上的正極性開關(guān)管導(dǎo)通，當(dāng)輸出為負極性脈沖時(所謂“正、負極性”是根據(jù)保證橋臂上二極管能導(dǎo)通的方向來確定)，讓雙向橋臂上的負極性開關(guān)管導(dǎo)通，這樣就實現(xiàn)了對后級矩陣變換器的解耦控制，如圖3所示，只不過此時對于兩個電壓源逆變器的輸入信號不再是恒定的直流電壓源，而是周期性離散的電壓脈沖列。以A相為例，矩陣變換器雙向橋臂上四路開關(guān)驅(qū)動信號的實現(xiàn)過程如下：利用正弦調(diào)制波和三角載波進行比較后獲得兩路互補的SPWM信號，然后再將此兩路信號與相位互差180°、占空比為0．5的方波V2、V1進行邏輯組合，方波V3、V4與前級高頻逆變橋開關(guān)管的驅(qū)動脈沖同步。

這樣就可以得到A相雙向橋臂上四路開關(guān)的驅(qū)動信號，波形示意如圖4所示。由以上分析知，矩陣變換器A相雙向橋臂四路開關(guān)的驅(qū)動信號的邏輯關(guān)系為：

以上利用V3，V4與SPWM1，SPWM2波形進行信號邏輯處理的過程，體現(xiàn)了對SPWM信號的分解和矩陣變換器拓撲結(jié)構(gòu)的分離，即體現(xiàn)了解耦的控制思想。圖4中給出了A相雙向橋臂上四個開關(guān)管驅(qū)動信號的實現(xiàn)方法，同理可得出B、C相開關(guān)管的驅(qū)動信號。在分析后級拓撲的時候，利用解耦思想實現(xiàn)了后級拓撲的分解，但電路的工作過程是在同一個拓撲上實現(xiàn)的，并且兩個過程是同步進行的，因此，將解耦后的控制信號經(jīng)過邏輯組合后又應(yīng)用于后級同一拓撲上，實現(xiàn)了對矩陣變換器的控制。

2 實驗

對所提的控制方法進行了實驗研究，實驗參數(shù)見表1。

圖5(a)是高頻逆變橋MOS管柵極驅(qū)動信號ugs和漏源電壓uds波形。圖5(b)是由DSP產(chǎn)生的載波頻率為10 kHz、調(diào)制比為0．8的三相SPWM1、SPWM3和SPWM5信號及對SPWM5二分頻后的信號。圖5(c)是解耦環(huán)節(jié)邏輯信號經(jīng)功率型光耦TLP250芯片驅(qū)動后的開關(guān)管驅(qū)動信號，依次是Guhh，Guhl，Gull和Gulh，實驗結(jié)果和圖4中的開關(guān)時序信號相同。圖5(d)是逆變器輸出的頻率是50 Hz的相電壓波形。

本文基于拓撲解耦思想，將單相到三相的矩陣變換器解耦成兩個常規(guī)的電壓源型逆變器，高頻逆變橋采用PWM調(diào)制，矩陣變換器采用SPWM調(diào)制實現(xiàn)了對矩陣式高頻鏈逆變器的控制，大大簡化了矩陣變換器的控制過程。搭建了實驗樣機，通過實驗驗證了所提控制思想的正確性，為進一步研究矩陣變換器的控制策略具有一定的借鑒意義。