APFC技術(shù)在通信電源中的應(yīng)用
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在通信用開關(guān)電源系統(tǒng)中，為了減少輸入電流諧波，降低其對電網(wǎng)的污染，同時有利于后級DC-DC變換電路的穩(wěn)定工作，交流輸入側(cè)多采用有源功率因數(shù)校正技術(shù)。功率因數(shù)是一項非常重要的指標，定義為有功功率和視在功率之比，理想情況下其值為1。然而普通開關(guān)電源的功率因數(shù)并不高，其原因是：交流輸入經(jīng)整流、大電容濾波后，僅在交流電壓正弦波頂部附近濾波電容被充電，使得輸入電流呈現(xiàn)脈沖波形。這種電流的基波是和輸入電壓同相位的，產(chǎn)生有功功率。但電流波形中較大的高次諧波與輸入電壓既不同頻也不同相從而產(chǎn)生無功功率，通常功率因數(shù)很低。較低的功率因數(shù)不僅降低了電源利用率，同時因諧波電流流過線阻抗引起交互干擾，產(chǎn)生EMC 難題；大諧波電流增大了傳輸損耗的同時也給電網(wǎng)帶來了危害，并可造成線路過載。可見，功率因數(shù)對通信系統(tǒng)中設(shè)備高效、安全、穩(wěn)定的運行有著直接影響。
提高功率因數(shù)最簡單的方法是無源補償法，但由于無源法中應(yīng)用的器件體積大而笨重且性能指標不理想，目前最先進的方法是采用有源功率因數(shù)校正技術(shù)（APFC）。與無源校正相比，有源功率因數(shù)校正電路抑制諧波效果更明顯，總諧波含量可抑制在5%以內(nèi)，功率因數(shù)可達到0.9以上，接近單位功率因數(shù)。
二、APFC電路的基本原理
單相有源功率因數(shù)校正電路的控制主要包括應(yīng)用乘法器的電流連續(xù)工作方式（CCM）和射隨器的電流非連續(xù)工作方式（DCM）。輸出功率在700W以上電源目前主要以CCM方式為主，主電路拓撲多采用升壓（boost）變換器,這主要是由于boost變換器具有輸入電流小、效率高、輸入電壓范圍寬的優(yōu)點；同時儲能電感也可作為濾波器抑制RFI和EMI噪聲?；竟ぷ髟硪妶D1，其中的boost變換器工作于CCM方式，可以看出，控制電路采用了電壓、電流雙閉環(huán)控制，電流反饋網(wǎng)絡(luò)的取樣信號是升壓變換器的電感電流，電壓反饋網(wǎng)絡(luò)的取樣信號是變換器的輸出電壓。正比于輸入電流的取樣信號與乘法器的輸出進行比較，經(jīng)處理轉(zhuǎn)換成PWM脈沖，控制功率管S導通或關(guān)斷。功率管導通后，電感電流線性上升。當取樣電流與參考電流相等時，控制器使功率管關(guān)斷，此時電感的自感電勢使二極管D導通，儲能電感L通過二極管D對電容C放電，電感電流線性下降。隨后第二個開關(guān)周期開始，重復上述過程。通過對電感電流進行采樣并實施控制，使電感電流的幅值與輸入電壓同相位的正弦參考信號成正比，從而達到功率因數(shù)校正的目的。同時根據(jù)輸出電壓反饋，利用乘法器電路來控制正弦電流，以獲得穩(wěn)定的電壓輸出。
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圖1 |
三、關(guān)鍵電路設(shè)計與實例
實例中涉及到的有關(guān)設(shè)計數(shù)據(jù)有：
3.1 功率級電路分析
由于穩(wěn)態(tài)時一個周期內(nèi)電感的平均電壓為零，即維持伏秒平衡，于是有
式中：
TON--功率管S導通時間
TOFF --功率管S關(guān)斷時間
輸出電壓
式中：D—功率管S的導通占空比，
因D總是小于1，所以 
占空比
因輸入電壓
故 
說明在半個電網(wǎng)周期內(nèi)占空比是時變的。且在電網(wǎng)電壓過零時達到最大，在電網(wǎng)電壓的峰值處降到最小。
其中電感電流為： 
3.2 輸出電壓的選擇
通常，輸出電壓要高于最大輸入電壓的峰值的10%左右。設(shè)D8 D9 考慮器件耐壓等因素，可選擇380V。
3.3 升壓儲能電感的設(shè)計
升壓儲能電感所需電感量是由開關(guān)紋波電流設(shè)計值決定，若允許較大的紋波，則可減少電感量。最壞情況出現(xiàn)在低電網(wǎng)電壓同時輸出最大負載時的峰值電流。PFC電感中的最大紋波電流，通常選擇為最大峰值線路電流的20%左右，即 
由式（3）可得 
設(shè)最小 
若 
則由上述（7）、（8）式得到 
電感的設(shè)計還包括磁芯材料與規(guī)格的選用，以及銅損、鐵損估算等，因篇幅限制，本文不再詳述。
3.4輸出電容設(shè)計
決定輸出電容的選擇因素有:電容耐壓、輸出電壓紋波、以及維持時間ΔT。通常ΔT為15～50ms左右，典型值為30ms。
因
式中維持負載工作的最小電壓V0min=300V(由后級DC-DC變換器設(shè)計輸入決定)，于是輸出電容C=959.6μF。
因輸入功率是瞬時電壓與電流的乘積，故進入輸出電容的功率是正弦變化的，當輸入電壓高時儲存能量，輸入電壓低時則釋放能量以保持輸出功率不變。這一變化的能量流在輸出電容上引起二次諧波電壓紋波，故此，輸出電容必須承受與控制二次諧波電流，即紋波電流。
紋波電流 
代入本例數(shù)據(jù)I=（0.707 870）/（380 0.95）=1.7A
根據(jù)輸出紋波電壓設(shè)計要求，結(jié)合紋波電流大小，計算輸出電容等效串聯(lián)電阻（ESR）值。 
依據(jù)上述計算參數(shù)及耐壓要求，查手冊實際選用3支 330μF/400W的電容并聯(lián)。
3.5 功率器件選擇
開關(guān)管與二極管必須有足夠的電流、電壓裕量，以及足夠的開關(guān)速度，同時還應(yīng)設(shè)法降低功耗與熱阻以保證電源可靠工作。
1) 功率MOSFET選擇依據(jù)
峰值電流 
工程上常取
所選MOSFET的電流定額為 
所選MOSFET的電壓定額為 
對于輸出電壓小于400V的PFC電路,通常選用耐壓500V的MOSFET，本文實選器件為IRFP460（20A/500V）。
2) 功率二極管選擇依據(jù)
功率二極管電流定額為 
代入實例相關(guān)參數(shù) 
功率二極管電壓定額為 
本例中實選器件為BYV29（9A/500V）
3.6 電流取樣電阻R 的設(shè)計
APFC電路的輸出功率是由流過電流取樣電阻上的峰值電流決定的。 
電流取樣電阻選擇應(yīng)保證在低電網(wǎng)電壓輸入且最大負載條件下，其壓降?。ㄍǔＰ∮?V）、耗散功率小的要求，從而減少電網(wǎng)電壓損失且提高電源效率。
電流取樣電阻的取值由下式?jīng)Q定 
在本例控制電路中 
于是得到 
3.7 雙閉環(huán)控制電路頻率補償
雙閉環(huán)控制目的是使輸入電流跟隨輸入電壓的變化，并使
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