本文詳細介紹了開關電源(SMPS)中各個元器件損耗的計算和預測技術，并討論了提高開關調節(jié)器效率的相關技術和特點，以選擇最合適的芯片來達到高效指標。本文介紹了影響開關電源效率的基本因素，可以以此作為新設計的準則。我們將從一般性介紹開始，然后針對特定的開關元件的損耗進行討論。

一、效率估計

能量轉換系統(tǒng)必定存在能耗，雖然實際應用中無法獲得100%的轉換效率，但是，一個高質量的電源效率可以達到非常高的水平，效率接近95%.

絕大多數(shù)電源IC的工作效率可以在特定的工作條件下測得，數(shù)據(jù)資料中給出了這些參數(shù)。Maxim的數(shù)據(jù)資料給出了實際測試得到的數(shù)據(jù)，其他廠商也會給出實際測量的結果，但我們只能對我們自己的數(shù)據(jù)擔保。圖1給出了一個SMPS降壓轉換器的電路實例，轉換效率可以達到97%,即使在輕載時也能保持較高效率。

采用什么秘訣才能達到如此高的效率?我們最好從了解SMPS損耗的公共問題開始，開關電源的損耗大部分來自開關器件(MOSFET和二極管)，另外小部分損耗來自電感和電容。但是，如果使用非常廉價的電感和電容(具有較高電阻)，將會導致?lián)p耗明顯增大。

選擇IC時，需要考慮控制器的架構和內部元件，以期獲得高效指標。例如，圖1采用了多種方法來降低損耗，其中包括：同步整流，芯片內部集成低導通電阻的MOSFET,低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。我們將在本文展開討論這些措施帶來的好處。

圖1. MAX1556降壓轉換器集成了低導通電阻的MOSFET,采用同步整流，可以達到95%的轉換效率，效率曲線如圖所示。

二、降壓型SMPS

損耗是任何SMPS架構都面臨的問題，我們在此以圖2所示降壓型(或buck)轉換器為例進行討論，圖中標明各點的開關波形，用于后續(xù)計算。

圖2. 通用降壓型SMPS電路和相關波形，對于理解SMPS架構提供了一個很好的參考實例。

降壓轉換器的主要功能是把一個較高的直流輸入電壓轉換成較低的直流輸出電壓。為了達到這個要求，MOSFET以固定頻率(fS)，在脈寬調制信號(PWM)的控制下進行開、關操作。當MOSFET導通時，輸入電壓給電感和電容(L和COUT)充電，通過它們把能量傳遞給負載。在此期間，電感電流線性上升，電流回路如圖2中的回路1所示。 當MOSFET斷開時，輸入電壓斷開與電感的連接，電感和輸出電容為負載供電。電感電流線性下降，電流流過二極管，電流回路如圖中的環(huán)路2所示。MOSFET的導通時間定義為PWM信號的占空比(D)。D把每個開關周期分成[D × tS]和[(1 - D) × tS]兩部分，它們分別對應于MOSFET的導通時間(環(huán)路1)和二極管的導通時間(環(huán)路2)。所有SMPS拓撲(降壓、反相等)都采用這種方式劃分開關周期，實現(xiàn)電壓轉換。 對于降壓轉換電路，較大的占空比將向負載傳輸較多的能量，平均輸出電壓增加。相反，占空比較低時，平均輸出電壓也會降低。根據(jù)這個關系，可以得到以下理想情況下(不考慮二極管或MOSFET的壓降)降壓型SMPS的轉換公式： VOUT = D × VIN IIN = D × IOUT 需要注意的是，任何SMPS在一個開關周期內處于某個狀態(tài)的時間越長，那么它在這個狀態(tài)所造成的損耗也越大。對于降壓型轉換器，D越低(相應的VOUT越低)，回路2產(chǎn)生的損耗也大。

1、開關器件的損耗 MOSFET傳導損耗

圖3. 典型的降壓型轉換器的MOSFET電流波形,用于估算MOSFET的傳導損耗?下式給出了更準確的估算損耗的方法,利用IP和IV之間電流波形I2的積分替代簡單的I2項? PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × D = [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN 式中,IP和IV分別對應于電流波形的峰值和谷值,如圖3所示?MOSFET電流從IV線性上升到IP,例如:如果IV為0.25A,IP為1.75A,RDS(ON)為0.1Ω,VOUT為VIN/2 (D = 0.5),基于平均電流(1A)的計算結果為: PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W.

利用波形積分進行更準確的計算: PCOND(MOSFET) (使用電流波形積分進行計算) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W 或近似為78%,高于按照平均電流計算得到的結果?對于峰均比較小的電流波形,兩種計算結果的差別很小,利用平均電流計算即可滿足要求?

2、二極管傳導損耗

MOSFET的傳導損耗與RDS(ON)成正比，二極管的傳導損耗則在很大程度上取決于正向導通電壓(VF)。二極管通常比MOSFET損耗更大，二極管損耗與正向電流、VF和導通時間成正比。由于MOSFET斷開時二極管導通，二極管的傳導損耗(PCOND(DIODE))近似為： PCOND(DIODE) = IDIODE(ON) × VF × (1 - D) 式中，IDIODE(ON)為二極管導通期間的平均電流。圖2所示，二極管導通期間的平均電流為IOUT,因此，對于降壓型轉換器，PCOND(DIODE)可以按照下式估算： PCOND(DIODE) = IOUT × VF × (1 - VOUT/VIN) 與MOSFET功耗計算不同，采用平均電流即可得到比較準確的功耗計算結果，因為二極管損耗與I成正比，而不是I?. 顯然，MOSFET或二極管的導通時間越長，傳導損耗也越大。對于降壓型轉換器，輸出電壓越低，二極管產(chǎn)生的功耗也越大，因為它處于導通狀態(tài)的時間越長。

3、開關動態(tài)損耗

由于開關損耗是由開關的非理想狀態(tài)引起的，很難估算MOSFET和二極管的開關損耗，器件從完全導通到完全關閉或從完全關閉到完全導通需要一定時間，在這個過程中會產(chǎn)生功率損耗。

圖4所示MOSFET的漏源電壓(VDS)和漏源電流(IDS)的關系圖可以很好地解釋MOSFET在過渡過程中的開關損耗，從上半部分波形可以看出，tSW(ON)和tSW(OFF)期間電壓和電流發(fā)生瞬變，MOSFET的電容進行充電、放電。 圖4所示，VDS降到最終導通狀態(tài)(= ID × RDS(ON))之前，滿負荷電流(ID)流過MOSFET.相反，關斷時，VDS在MOSFET電流下降到零值之前逐漸上升到關斷狀態(tài)的最終值。開關過程中，電壓和電流的交疊部分即為造成開關損耗的來源，從圖4可以清楚地看到這一點。

圖4. 開關損耗發(fā)生在MOSFET通、斷期間的過渡過程 開關損耗隨著SMPS頻率的升高而增大，這一點很容易理解，隨著開關頻率提高(周期縮短)，開關過渡時間所占比例增大，從而增大開關損耗。開關轉換過程中，開關時間是占空比的二十分之一對于效率的影響要遠遠小于開關時間為占空比的十分之一的情況。由于開關損耗和頻率有很大的關系，工作在高頻時，開關損耗將成為主要的損耗因素。