全橋逆變器雙Buck型調(diào)制，不增加拓撲結(jié)構(gòu)復(fù)雜程度，保留了雙降壓半橋逆變器(DBHBI)無橋臂直通的優(yōu)點，克服了直流電壓利用率低等缺點。采用電流瞬時值反饋SPWM控制策略，給出了該雙Buck型調(diào)制工作的原理，分析了其實現(xiàn)方法，通過仿真和實驗驗證了系統(tǒng)的正確性。

1 引言

隨著可再生能源在世界范圍內(nèi)的發(fā)展，逆變器系統(tǒng)作為新能源與電網(wǎng)的接口設(shè)備越來越受到關(guān)注，提高開關(guān)頻率和實現(xiàn)高效率是目前研究的主要方向。全橋雙Buck型控制模式在不增加拓撲結(jié)構(gòu)復(fù)雜程度基礎(chǔ)上，克服了傳統(tǒng)橋式逆變器存在的橋臂直通問題，避免了加入死區(qū)造成輸出波形的畸變現(xiàn)象，具有高可靠性。工作在單極性調(diào)制方式下，輸出波形的諧波含量較小。

2 并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)原理

2.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。直流側(cè)輸入電壓為350 V，由太陽能光伏陣列經(jīng)DC/DC升壓電路獲得。逆變橋輸出經(jīng)濾波器和并網(wǎng)開關(guān)S連接到電網(wǎng)上。當S閉合時，逆變器輸出與電網(wǎng)連接，負載上的電壓由電網(wǎng)維持，并網(wǎng)功率的大小由并網(wǎng)電流決定。系統(tǒng)的控制算法由TMS3 20LF2808型DSP實現(xiàn)，當捕捉引腳檢測到電網(wǎng)電壓正向過零點時，啟動內(nèi)部并網(wǎng)控制算法程序，實現(xiàn)對電網(wǎng)頻率的鎖相跟蹤，并經(jīng)過運算，產(chǎn)生逆變器并網(wǎng)運行所需要的驅(qū)動信號，控制逆變器的開關(guān)動作，使逆變器實現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)運行。

2.2 雙Buck型調(diào)制模式的工作原理

雙Buck型調(diào)制模式不僅具有半橋型逆變器無需設(shè)置死區(qū)時間的優(yōu)點，而且解決了傳統(tǒng)半橋逆變器(CHBI)因加入死區(qū)而引起的輸出波形畸

變問題，上述內(nèi)容中提到的雙極性的缺點在該方案中也不存在，而且每半個周期內(nèi)只有一個開關(guān)管在高頻斬波，在一定程度上減小了開關(guān)損耗，提高了逆變器效率。

雙Buck型調(diào)制模式即每半個周期的工作情況都類似于一個Buck電路，工作原理簡單描述為：

(1)電感電流為正方向時，VS1開通，VS2，VS3關(guān)斷，VS4斬波。當VS4開通時，VS1，L1，L2，RL，VS4構(gòu)成閉合回路;當VS4關(guān)斷時，VS1，L1，L2，RL，VD3構(gòu)成閉合回路，電路通過VD3續(xù)流。

(2)電感電流為負方向時，VS3開通，VS1，VS4關(guān)斷，VS2斬波。當VS2開通時，VS3，RL，L1，L2，VS2構(gòu)成閉合回路。當VS2關(guān)斷時，VS1，L1，L2，RL，VD1構(gòu)成閉合回路，電路通過VD，續(xù)流。2.3 調(diào)制方案

逆變器并網(wǎng)目標是逆變器輸出高質(zhì)量的正弦電流，使其與電網(wǎng)電壓同頻同相位。電流控制方法一般采用電流瞬時值SPWM控制方式和電流滯環(huán)控制方式。前者是將與電網(wǎng)電壓同頻同相的基準信號iref與實際電感電流反饋信號iL進行比較，其差值經(jīng)PR調(diào)節(jié)后與三角波(或鋸齒波)進行比較，從而輸出SPWM驅(qū)動信號。與電流滯環(huán)控制方式相比，電流瞬時值SPWM控制方式具有固定的開關(guān)頻率，因此網(wǎng)側(cè)輸出濾波電感設(shè)計相對容易。

雙Buck型調(diào)制模式屬于單極性調(diào)制，相對于雙極性調(diào)制，該方法調(diào)制諧波分量小，易于消除，開關(guān)損耗小。這里采用電流瞬時值反饋SPWM控制策略，其調(diào)制原理如圖2所示。

3 仿真與實驗

此處利用PSIM軟件對電路進行仿真，其中Udc=350 V，ug為220V/50 Hz，額定功率P=2 kW，參考電流iref=12.86A，開關(guān)頻率fs=20 kHz。L1=1.2 mH，L2=0.22 mH，C=2μF。圖3為仿真波形。

由圖3a可知，該調(diào)制方案輸出的電網(wǎng)電流波形質(zhì)量較好，達到了并網(wǎng)