1 引言

　　如今，LED 已經廣泛應用于液晶背光、汽車、交通燈以及通用照明。根據IEC 61000-3-2 C 類法規(guī)，需要對大于25W 的LED 通用照明驅動器進行功率因數校正（ Power Factor Correction，PFC） ，因此低成本的功率因數校正方案成為關注的研究課題。

　　AC /DC 變換器中常見的有源功率校正（ Active PowerFactor Correction，APFC） 電路是兩級PFC 電路，前一級電路用來進行功率因數校正，后一級電路用作DC /DC 變換器。由于存在兩個級聯功率級，這一類電路的尺寸和成本通常都比較高，因此，出現了另一類APFC 拓撲，這類拓撲把PFC 電路和DC /DC變換器集成在一起，它們共用一個有源功率開關，成為單級AC /DC 變換器，進而降低了成本，這種APFC 電路現在已經廣泛應用于鎮(zhèn)流器，充電器中。

　　將多路輸出變換器作為LED 驅動器，可實現用一個變換器滿足多個不同等級的恒流輸出需求，從而降低了驅動器的成本。而傳統的多路輸出變換器，如變壓器耦合方式，加權反饋調節(jié)方式，雖可實現多路恒壓輸出，但不能實現多路恒流輸出?；诖?，本文提出了一類雙輸出單級反激PFC 拓撲。

　　此類拓撲在DCM 下，即可實現各路獨立調節(jié)的恒壓輸出，也可實現各路獨立調節(jié)的恒流輸出，并且實現了功率因數校正。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應用時分復用方法實現了每一條輸出支路電流的獨立調節(jié)，從而可使每路分別驅動不同類型的LED，而且驅動器其中一路故障不會影響另一支路的正常輸出，提高了驅動器的可靠性； 由于此方法只用到一個磁性元件即可實現兩路恒流輸出，整流橋后不需要大的高壓儲能電容，進而降低了驅動器的成本。變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，還可獲得較高的功率因數。最后通過仿真與實驗驗證了本文研究結果的正確性與有效性。

　　2 獨立調節(jié)雙恒流輸出反激拓撲

　　圖1 為獨立調節(jié)雙路恒流輸出單級反激PFC變換器的拓撲圖及其開關時序。圖1 （a） 為獨立輸出繞組型拓撲，兩路輸出分別由兩個獨立繞組提供。

　　圖1（ b） 為共用輸出繞組型拓撲，兩路輸出由同一個繞組分時提供。無論是獨立輸出繞組型還是共用繞組型，若兩個電路滿足D1a + D2a 《 0. 5，并且D1b +D2b 《 0. 5，則可使兩路工作在互補的相位Фa和Фb，通過時分復用信號TMS （ Time-Multiplexing Signal，TMS） 分別對兩路進行復用控制。如圖1 （ c） 所示，當Soa = 1，變換器對A 路輸出進行調節(jié)，原邊開關電流Ip在D1aT 階段線性上升，在D2a T 續(xù)流階段電流Isb線性下降，D3a T = （ 1 - D1a - D2a） T 時，電流Isb為零，此時，變換器處于DCM 工作模式； 當Sob = 1，變換器對B 路輸出進行調節(jié)，若B 路工作時變換器也處于DCM 工作模式，就可實現兩路無交叉影響控制。

　　圖1 獨立調節(jié)雙路輸出單級反激PFC變換器及其開關時序

　　Flyback 變換器在DCM 模式下具有天然的PFC能力，輸入電流可以自動跟蹤輸入電壓且保持較小的電流失真。如果變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，變換器可以獲得較高的功率因數。對于本文提出的雙路輸出反激變換器，在DCM 模式無交叉影響的條件下，如果每一路均可以實現較高的功率因數，那么整個變換器也可以實現較高的功率因數。

　　3 功率因數校正控制實現

　　如圖2 所示為電壓型PWM 控制雙輸出單級反激PFC LED 驅動器及控制實現。每路均采用LED串聯方式連接。A、B 兩路輸出電流的采樣電壓Voa、Vob分別與兩個參考電壓Vref1、Vref2進行比較，再通過誤差比較器產生誤差信號Ve1、Ve2.鋸齒波信號Vsaw同時與這兩個誤差信號進行比較產生C1，C2 信號。

　　由時分復用信號產生器產生的時分復用信號TMS給選擇器提供選擇信號，進而決定在一個周期內控制器選擇每路的占空比信號C1 或C2.選擇器的輸出信號Vs1經過隔離后作為主開關Q1 的驅動信號，而時分復用信號Vsa（ TMS） 及其互補信號Vsb分別作為開關Q2、Q3 的驅動信號。

　　圖2 雙路輸出單級反激PFC 驅動器及控制環(huán)路示意圖。雙路輸出單級反激PFC 變換器控制時序#e#

　　圖3 所示為雙路輸出單級反激PFC 變換器原邊電流iQ1，副邊電流iQ2，iQ3的控制時序示意圖，圖中時分復用信號（ TMS ） 決定了調節(jié)的支路。當TMS = 1 時，變換器對A 路進行調節(jié)，此時變換器根據A 路的設計參數進行工作，此路原邊與副邊開關電流峰值包絡線分別如圖3 中的IQ1_A（ θ） 和Ipkp_Q2（ θ） 所示； 當TMS = 0 時，變換器對B 路進行調節(jié)，此時變換器就根據B 路的設計參數進行工作，此路原邊與副邊開關電流峰值包絡線分別如圖3 中的IQ1_B（ θ） 和Ipkp_Q3（ θ） 所示； 變換器輸入平均電流為兩路輸入電流的平均值，如圖3 中的IQ1_avg（ θ） 所示。

　　圖3 雙路輸出單級反激PFC 變換器控制時序示意圖。

　　為了實現定占空比控制，單級反激PFC 變換器誤差放大器的帶寬必須要小于2 倍工頻，一般為10~ 20Hz 左右，這樣設置的誤差放大網絡對輸出工頻紋波及輸入的正弦電壓不會很敏感，即可實現定占空比要求，從而實現PFC。

　　為了使雙路輸出無交叉影響以及PFC 功能，保證電路工作在DCM 下是非常重要的。為了保證電感電流處于斷續(xù)模式，A 路應滿足：

　　輸入電壓經過全橋整流后可表示為：