測量轉換器的阻抗需要兩塊電路板、一臺網(wǎng)絡分析儀和一點“入侵”知識。第一塊板焊接有ADC/DUT（待測器件），還焊接了其它元件以提供偏置和時鐘（圖3a）。第二塊高速ADC評估板去除了前端電路，僅留連至轉換器模擬輸入引腳的走線（圖3b）。

　　圖3： ADC的阻抗測量需要一塊ADC評估板（a）且要將（a）中的前端去掉以用于測量（b）。

　　第二塊板除去了拆掉的前端電路的任何走線寄生效應。為此，必須使用與圖3b所示一模一樣但沒焊裝器件的電路裸板（圖4a）。然后切割該裸板，只剩下前端電路走線進入ADC的模擬輸入引腳的那部分（圖4b）。

　　圖4： 為去掉被剝離的前端電路的導線寄生效應，應使用圖3b所示的未焊件裸板（a）。該板的一個剪切版只允許前端電路導線連接到ADC的模擬輸入引腳（b）。

　　需要在轉換器的引腳處安裝一個連接器（通常會有足夠的銅來完成這一任務）。在此階段可發(fā)揮創(chuàng)造性以保證該連接器的牢固連接。通常，ADC的裸露焊盤（epad）可用于實現(xiàn)轉換器本身到地的連接。假設前端電路的兩條差分走線相等且對稱，那么只需要使用其中的一條走線。該板用于實現(xiàn)“通過”測量，最后將從焊有器件電路板的測量結果中減去前一測量結果。

　　下一步是對剪切后的小裸板（圖4b所示的第二塊板）實施“通過”測量，以測量S21（圖5）。這個文件（應以touchstone格式或？.S2P文件形式保存）將成為去嵌入文件，用以從焊有器件的板中剔除所有走線寄生效應。

　　圖5： 圖4b所示剪切板的去掉前端電路后的導線阻抗。

　　然后只需以差分配置將焊件板（圖3b所示的第一塊板）連接到網(wǎng)絡分析儀。應為該板提供電源和時鐘，以確保能捕捉到測量過程中轉換器內(nèi)部前端設計的任何寄生變化。

　　焊件板“上電”后，轉換器看起來像是在典型應用中。在此測量中，將先前在切割裸板的各端口（各模擬輸入走線）上測得的板寄生效應（圖6）去掉。最終將從當前ADC測量結果中減去板寄生效應，僅在圖中顯示封裝和內(nèi)部前端阻抗（圖7）。

　　圖6： 這條曲線說明了沒去掉前端電路寄生效應的ADC阻抗。

　　圖7： 這條曲線說明了去掉前端電路寄生效應的ADC的阻抗。

　　轉換器輸入阻抗計算：數(shù)學方法

　　現(xiàn)在我們通過數(shù)學方法分析一下，看花在實驗室測量上的時間是否值得?？蓪θ魏无D換器的內(nèi)部輸入阻抗實施建模（圖8）。該網(wǎng)絡是表述跟蹤模式下（即采樣時）輸入網(wǎng)絡交流性能的一個良好模型。

　　圖8： 跟蹤模式（實施采樣時）下，ADC內(nèi)部輸入網(wǎng)絡的AC性能。

　　ADC internal input Z：ADC內(nèi)部輸入阻抗

　　通常，任何數(shù)據(jù)手冊都會給出某種形式的靜態(tài)差分輸入阻抗、以及通過仿真獲得的R||C值。本文所述方式所用的模型非常簡單，目的是求出高度近似值并簡化數(shù)學計算。否則，如果等效阻抗模型還包括采樣時鐘速率和占空比，那么很小的阻抗變化就可能使數(shù)學計算變得異常困難。

　　還應注意，這些值是ADC內(nèi)部電路在跟蹤模式下采樣過程（即對信號進行實際采樣）中的反映。在保持模式下，采樣開關斷開，輸入前端電路與內(nèi)部采樣處理或緩沖器隔離。

　　推導該簡單模型（圖8）并求解實部和虛部：

　　Z0 = R， Z1 = 1/s ? C， s = j ? 2 ? π ? f， f = frequency

　　ZTOTAL = 1/（1/Z0 + 1/Z1） = 1/（1/R + s ? C） = 1/（（1 + s ? R ? C）/R）） = R/（1 + s ? R ? C）

　　代換s并乘以共軛復數(shù)：

　　ZTOTAL = R/（1 + j ? 2 ? π ? f ? R ? C） = R/（1 + j ? 2 ? π ? f ? R ? C） ? （（1 – j ? 2 ? π ? f ? R ? C）/（1 – j ? 2 ? π ? f ? R ? C）） = （R –j ? 2 ? π ? f ? R2 ? C）/（1 + （2 ? π ? f ? R ? C）2）

　　求出“實部”（Real）和“虛部”（Imag）：

　　ZTOTAL = Real + j ? Imag = R/（1 + （2 ? π ? f ? R ? C）2） + j ? （–2 ? π ? f ? R2 ? C）/（1 + 2 ? π ? f ? R ? C）2）

　　Real = R/（1 + （2 ? π ? f ? R ? C）2） Imag = （–2 ? π ? f ? R2 ? C）/（1 + （2 ? π ? f ? R ? C）2）

　　這一數(shù)學模型與跟蹤模式下的交流仿真非常吻合（圖9和圖10）。這個簡單模型的主要誤差源是阻抗在高頻時的建立水平。注意，這些值一般是通過一系列仿真得出的，相當準確。

　　圖9： 顯示的是轉換器輸入阻抗曲線的“實部”部分，它比較了經(jīng)測量、數(shù)學和仿真方法得到的結果。

　　圖10： 顯示的是轉換器輸入阻抗曲線的“虛部”部分，它比較了經(jīng)測量、數(shù)學和仿真方法得到的結果。

　　現(xiàn)在討論圖9和圖10所示的測量結果。所有三條曲線并不完全重合，但很接近，這是因為某些測量誤差總是存在的，而且仿真可能并未考慮到轉換器的所有封裝寄生效應。因此，一定程度的不一致是正常的。盡管如此，這些曲線在形狀和輪廓方面都很相似，相當近似地給出了轉換器的阻抗特性。

　　注意，網(wǎng)絡分析儀只能在其特征阻抗標準乘/除10倍的范圍內(nèi)提供可信的測量結果。如果網(wǎng)絡分析儀的特征阻抗為50Ω，那么只能在5Ω到500Ω的范圍內(nèi)實現(xiàn)令人滿意的測量。這也是數(shù)據(jù)手冊中更愿意列出簡單R||C值的原因之一。