用柵極驅(qū)動(dòng)器集成電路制作的100Ｗ數(shù)字功率放大器
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由于加有負(fù)反饋，所以即使D類輸出級所加的電源電壓有所變動(dòng)，對放大器的增益也影響不大。所以電源電路采用變壓器電源，不對電源電壓進(jìn)行穩(wěn)壓。
為了在負(fù)載電阻8繳鮮涑?00W的功率，其電源電壓應(yīng)至少等于輸出信號的最大振幅和D類輸出級的電壓損失之和。經(jīng)計(jì)算可知輸出信號的最大振幅為40V左右，所以電源電壓至少應(yīng)大于±40V。再考慮到輸出級的電壓損失和電源的負(fù)載特性，無負(fù)載時(shí)所需的電源電壓至少應(yīng)比上面的確良±40V電壓高出20%，所以把無負(fù)載時(shí)的電源電壓定為±50V。順便說一句，輸出級的電壓損失包括大功率MOS-FET的導(dǎo)通電阻和輸出端低通濾波器的電感的直流電阻（約50M劍┮?鸕牡繆菇怠８昧講糠值牡繆菇翟?00W輸出時(shí)約為0.7V[5×(0.09+0.05)]。
該電路的振蕩頻率由運(yùn)算放大器構(gòu)成的積分器和后面的開關(guān)電路的延遲時(shí)間及負(fù)反饋量來決定。積分器為二階積分器，增大音頻范圍內(nèi)的負(fù)反饋量可以改善放大器的失真率。
與運(yùn)算放大器相連接的晶體三級管Tr1是電平移動(dòng)電路。由于半橋驅(qū)動(dòng)器集成電路IR2010是單電源供電的集成電路，需要將以地電位為基準(zhǔn)的積分器輸出向以負(fù)電源為基準(zhǔn)進(jìn)行電平移動(dòng)。
將電平移動(dòng)后的信號進(jìn)入CMOS邏輯電路的反相器。用第一個(gè)反相器把信號變換成1此特的信號。為了向IR2010輸入時(shí)間精度高（脈沖前、后沿陡峭）的PWM信號，用后面的多個(gè)反相器對脈沖波形進(jìn)行整形。這樣做還可以減小驅(qū)動(dòng)器集成電路內(nèi)邏輯延遲時(shí)間的不一致造成的影響。
驅(qū)動(dòng)器集成電路的供電電壓較高，由源電壓會隨開關(guān)狀態(tài)產(chǎn)生變動(dòng)，內(nèi)部邏輯的閥值會產(chǎn)生變化，導(dǎo)致延遲時(shí)間不一致。當(dāng)這種不一致過大時(shí)會引起大功率MOS-FET的開關(guān)定時(shí)不準(zhǔn)確，空載時(shí)間變動(dòng)，最終導(dǎo)致失真率變惡化。為了減小這種惡化，應(yīng)加大驅(qū)動(dòng)器集成電路的輸入信號，并使輸入信號的上升沿和下降沿盡量地陡。另外，驅(qū)動(dòng)器集成電路的延遲時(shí)間是振蕩所需的延遲時(shí)間的一部分。
在IR2010的內(nèi)部為了驅(qū)動(dòng)后面的D類輸出級的兩只大功率MOS-FET，分別集成有兩個(gè)驅(qū)動(dòng)電路。上部驅(qū)動(dòng)電路的電源是通過自舉電路來提供的，圖1中的C28（3.3礔）和D21即是自舉電容和自舉二極管。上部驅(qū)動(dòng)電路部分與其他部分間的耐壓達(dá)200V，是通過耐壓200V的結(jié)來實(shí)現(xiàn)隔離的。
對IR2010來說，輸出的驅(qū)動(dòng)信號導(dǎo)通延遲時(shí)間比關(guān)斷延遲時(shí)間長30nS左右，所以在驅(qū)動(dòng)器集成電路的輸入級可不必設(shè)置空載時(shí)間形成電路。為了實(shí)現(xiàn)低失真率，空載時(shí)間應(yīng)短一些為好。但是當(dāng)空載時(shí)間過短時(shí)，穿通電流將增大。
對于數(shù)字放大器來說，在過載時(shí)會反復(fù)出現(xiàn)周期短的峰值很大的浪涌電壓。大功率MOS-FET的耐壓至少應(yīng)大于該浪涌電壓和電源電壓之和。經(jīng)計(jì)算MOS-FET的最低耐壓為130V，所以選用了耐壓為150V的IRFB23N15D。該管的柵極總電荷量Qg≤56nC，導(dǎo)通電阻RDS(on)≤90m蕉己芐。?屎嫌糜諞?00kHz通斷的數(shù)字功率放大器。
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