由于初級線圈與次級線圈之間的磁通量，當初級電路開路時，電感器中存儲的但正在崩潰的磁場在次級端中感應出了足夠高的電壓（》VOUT），使二極管正偏。電流的初始值為I2=IPK/n。在二極管正偏期間，次級線圈上的電壓將為（VOUT+0.7）。這也可以看作初級端電壓向下變換為VOUT/n。因此，當開關打開時，它必須承受的實際電壓是：

　　這個公式強調了反激轉換器相對于有相當輸入輸出電壓的升壓轉換器的優(yōu)勢，即當開關打開時，降低了它必須承受的電壓。事實上，“關斷”周期的電壓降低到一個值，該值由變壓器線圈匝數比確定。這樣就可以使用較低擊穿電壓的MOSFET。另外，在升壓轉換器拓撲中，二極管必須同時承受“開啟”時的高電流，以及“關斷”時的高反向電壓。而在反激轉換器中，次級端的二極管在電流較低時（IPK/n），需要承受高電壓。這樣就允許使用較小電容的二極管，從而獲得較快的開關速度，因而減少了能耗，提高了效率。

　　雖然這超出了我們的電流范圍，您仍可以計算輸出電壓，方法是讓L1中的能量輸入量等于傳送給負載RLOAD的能量。穩(wěn)態(tài)時，輸出與開關的占空比D以及開關工作的頻率有關，即開路輸出電壓公式為：

　　在圖2的實際電路中，可以找到圖1基礎反激電路的所有元件。不過，這里做了一些微調，以實現更好的運行穩(wěn)定性。例如，配置兩只輸出二極管，這樣就可以獲得雙軌輸出。另外，正電壓軌反饋由R4和R5構成的分壓器采樣，其電平由電容C2做平順。普通的555非穩(wěn)態(tài)工作時也可能產生輸出波形，這是由于時序電容（C1）通過R1和R2的和，從VCC充電，并通過R2放電。在所使用的電阻值（即R2》》R1）下，占空比接近50%。充電/放電電壓被內部設定為VCC/3和2VCC/3（即，如果在5V下運行，則分別為1.67V和3.33V）。沒有反饋時，圖2中給出的開環(huán)輸出電壓約為20V。

　　反饋工作原理如下：晶體管Q1關斷，直到其基極電壓（VBE）約為0.55V。這樣，輸出電壓可依照以下公式計算：

　　由于反激的作用，輸出電壓持續(xù)升高，Q1被驅動得更厲害，使其集電極電壓下降。由于集電極連接到555定時器的控制輸入端，其標稱的上限約為（2VCC/3），于是使電容以相同的速率充放電，但處于一個狹窄的電壓區(qū)間。其效果是，同時減小了用于驅動MOSFET開關的輸出脈沖的開關次數。頻率與占空比（D）上的凈變動使VOUT下降，最終降低了反饋電壓，也減少了Q1的“導通”時間。

　　電路需謹慎設置的其中一項是反激變壓器。經過測試，多款自制變壓器的工作性能良好。最終確定的方案是重新使用一個RFI抑制電感的磁芯，它主要出現在電視機開關電源的電源輸入端。變壓器初級采用多股繞線，以減少串聯電阻。例如，使用四股0.3mm絕緣銅線，緊密纏繞七匝，所得初級電感為30μH，測得電阻為0.03Ω。較低的線圈電阻減少了電感器在開關時產生的焦耳熱，從而達到更高的效率。RS-Electronics（RS庫存號647-9446，由Epcos生產）現有一款適用的、市場上可以買到的鐵氧體磁芯和繞線骨架套件。

　　進一步的優(yōu)化做法是，D1和D2采用大電流、高速、低正向壓降的肖特基二極管。在MOSFET的柵極另加一只反偏二極管，以減少RFI。5VUSB線上加一個100