了解這些簡(jiǎn)單的濾波器如何幫助您在所需信號(hào)衰減最小的情況下對(duì)抗共模噪聲。

根據(jù)噪聲的傳導(dǎo)方式，噪聲可分為共模或差模。如果我們不能正確識(shí)別噪聲模式，我們可能會(huì)在電路中添加不適當(dāng)?shù)脑肼曇种平M件，從而使噪聲情況變得更糟。在本文中，我們將討論共模噪聲的解決方案：共模扼流器（CMC），它衰減共模信號(hào)，同時(shí)允許差分信號(hào)在理想情況下不衰減。

前一篇文章介紹了USB、HDMI和以太網(wǎng)等高速差分?jǐn)?shù)字接口中的共模噪聲問(wèn)題。CMC在這些和其他差分?jǐn)?shù)據(jù)傳輸應(yīng)用中是有用的。它們還用于過(guò)濾開關(guān)電源和AC/DC整流器中電源線的噪聲。圖1顯示了CMC的兩種不同應(yīng)用程序。

CMC在電力線和信號(hào)線濾波中的應(yīng)用。

圖1。CMC在電力線和信號(hào)線濾波中的應(yīng)用。圖片由Murata提供

CMC是如何工作的？

共模扼流圈由纏繞在磁芯上的兩個(gè)繞組組成。圖2顯示了用于電源線過(guò)濾應(yīng)用程序的CMC。

用于電源應(yīng)用程序的CMC。

圖2:用于電源應(yīng)用程序的CMC。圖片由Octopart提供

繞組相對(duì)于彼此的方向在CMC的操作中起著關(guān)鍵作用。選擇它們是為了使設(shè)備對(duì)共模信號(hào)呈現(xiàn)高阻抗，同時(shí)使差分信號(hào)基本上不受影響地通過(guò)。

我們可以通過(guò)法拉第定律和右手規(guī)則來(lái)理解CMC的運(yùn)作。考慮圖3中的電流，圖3顯示了施加差分信號(hào)時(shí)的CMC。

CMC由差分信號(hào)激發(fā)。

圖3。CMC由差分信號(hào)激發(fā)。圖片由Pulse Electronics提供

利用差分信號(hào)，兩個(gè)繞組產(chǎn)生大小相等但方向相反的磁通量。由于磁通量相互抵消，濾波器對(duì)信號(hào)的影響應(yīng)該可以忽略不計(jì)，使其能夠以最小的衰減通過(guò)。由于這種通量消除，差分信號(hào)不能驅(qū)動(dòng)CMC的核心達(dá)到飽和。

圖4顯示CMC如何響應(yīng)共模信號(hào)。

CMC由共模信號(hào)激勵(lì)。

圖4。CMC由共模信號(hào)激勵(lì)。圖片由Pulse Electronics提供

對(duì)于共模信號(hào)，來(lái)自兩個(gè)繞組的磁通量在同一方向，產(chǎn)生大的電感阻抗。通過(guò)呈現(xiàn)高阻抗，該器件有效地抑制了線路中的高頻共模噪聲。

計(jì)算差模和共模阻抗

為了量化上述定性描述，讓我們計(jì)算CMC的差模阻抗和共模阻抗。圖5由兩個(gè)耦合的電感器組成，代表了我們可以使用的最簡(jiǎn)單的電路模型。對(duì)于差分阻抗計(jì)算，我們應(yīng)用差分信號(hào)并將輸出連接到地。

CMC的一個(gè)簡(jiǎn)單電路模型，用于計(jì)算差分阻抗。

圖5。CMC的一個(gè)簡(jiǎn)單電路模型，用于計(jì)算差分阻抗。圖片由Steve Arar提供

在上述模型中，R表示繞組的銅損耗。每個(gè)繞組的阻抗為：

等式1。

其中假設(shè)繞組之間存在最大耦合（L1＝L2＝M）。這意味著濾波器理想地對(duì)差分信號(hào)呈現(xiàn)小的電阻阻抗。正如我們稍后將在文章中討論的那樣，該阻抗應(yīng)盡可能低。

圖6對(duì)同一電路中的共模激勵(lì)進(jìn)行了建模。

CMC的簡(jiǎn)化模型，用于計(jì)算共模阻抗。

圖6。CMC的簡(jiǎn)化模型，用于計(jì)算共模阻抗。圖片由Steve Arar提供

在這種情況下，每個(gè)繞組的阻抗為：

等式2。

其中L??R。共模輸入阻抗因此非常高，尤其是在兩個(gè)繞組之間存在強(qiáng)耦合的頻率下。如果CMC使用磁芯，那么在較低的頻率下，耦合——以及共模阻抗——將更高，而磁芯在提高電感方面更有效。

如果我們使用兩個(gè)未耦合的電感器會(huì)怎樣？

盡管我們可以使用非耦合電感器來(lái)抑制差模和共模噪聲，但CMC比單獨(dú)的電感器具有一些重要的優(yōu)勢(shì)。例如，由于差模激勵(lì)期間的磁通抵消，CMC的核心在正常操作期間不會(huì)飽和。即使當(dāng)相對(duì)較大的電流流過(guò)電路時(shí)也是如此。因此，在具有大電流的線路（如AC/DC電源線）上使用CMC來(lái)抑制噪聲更容易。

在高速數(shù)字接口中，CMC對(duì)差分信號(hào)不可見這一事實(shí)也代表了一個(gè)優(yōu)勢(shì)。圖7說(shuō)明了使用非耦合和耦合電感器來(lái)過(guò)濾差分信號(hào)中的噪聲之間的區(qū)別。

使用去耦電感器（A）和耦合電感器的濾波前后的差分信號(hào)（b）

圖7。用去耦電感器（A）和CMC（b）濾波前后的差分信號(hào)。圖片由Murata提供

在圖7（a）中，使用了兩個(gè)獨(dú)立的電感器。濾波效果會(huì)平滑邊緣并使信號(hào)失真。上升時(shí)間的這種增加可能對(duì)信號(hào)完整性有害，并導(dǎo)致符號(hào)間干擾。相比之下，圖7（b）所示的理想CMC根本不會(huì)減緩邊緣的速度。

阻抗隨頻率的變化

在圖5和圖6中，我們使用兩個(gè)耦合電感器對(duì)CMC進(jìn)行建模。這種簡(jiǎn)化的電路模型忽略了繞組的寄生電容。通過(guò)考慮繞組內(nèi)電容，我們獲得了圖8中更詳細(xì)的模型。

共模激勵(lì)CMC的等效電路模型。

圖8。共模激勵(lì)CMC的等效電路模型。圖片由Abracon提供

繞組電容在CMC的頻率響應(yīng)中起著關(guān)鍵作用。在等效模型的核心有一個(gè)并聯(lián)RLC電路意味著有一個(gè)諧振頻率，并聯(lián)LC電路的行為就像開路一樣。在該頻率下，并聯(lián)RLC電路的阻抗處于其最大值并且等于Rac。

在諧振頻率以下，電路表現(xiàn)為電感性的。然而，當(dāng)我們移動(dòng)到諧振頻率以上的頻率時(shí)，電路的行為變成電容性的。圖9顯示了脈沖電子公司的幾種不同CMC的阻抗如何隨頻率變化。

幾種CMC的共模阻抗。

圖9。幾種CMC的共模阻抗。圖片由Pulse Electronics提供

如果制造商沒(méi)有提供CMC的模型，我們可以使用實(shí)驗(yàn)室測(cè)量來(lái)估計(jì)圖8中模型的參數(shù)。該模型可用于模擬CMC對(duì)共模噪聲的影響。

選擇共模扼流圈

在選擇共模扼流圈時(shí)，我們應(yīng)該同時(shí)考慮其共模阻抗和差模阻抗。差分阻抗應(yīng)盡可能低，以便所需信號(hào)可以不受影響地通過(guò)。然而，濾波器抑制噪聲的能力直接取決于其共模阻抗——共模阻抗越高，噪聲抑制越好。

我們還需要考慮共模阻抗如何隨頻率變化，以確保它在感興趣的頻率范圍內(nèi)是可接受的高。請(qǐng)注意，較高的共模阻抗通常對(duì)應(yīng)于較大的部件尺寸，這可能更難適應(yīng)密集的PCB設(shè)計(jì)。

圖10顯示了Murata的兩個(gè)CMC的差模和共模阻抗。

CMC數(shù)據(jù)表中的差分和共模阻抗與頻率的關(guān)系圖。

圖10。CMC數(shù)據(jù)表提供了差分和共模阻抗與頻率的關(guān)系。圖片由Murata提供

在上圖中，DLMNSN900HY2的共模阻抗在900MHz左右大于2kΩ。其在相同頻率下的差分阻抗約為200Ω。DLM0NSN500HY2的共模阻抗在大約1000 MHz時(shí)峰值高于1 kΩ，其中其差分阻抗僅為大約100Ω。

一些數(shù)據(jù)表還繪制了跨頻率的差模插入損耗。上述Murata裝置的插入損耗曲線如圖11所示。

Murata的兩個(gè)CMC的插入損耗。

圖11。Murata的兩個(gè)CMC的插入損耗。圖片由Murata提供

兩種不同的纏繞方式：雙股和分段

CMC可以使用雙線繞組或分段繞組。兩者如圖12所示。

CMC中使用的雙繞組和分段繞組。

圖12。CMC中使用的雙（左）和分段（右）繞組。圖片由Würth Elektronik提供

由于它們具有較低的漏電感，并且對(duì)差分信號(hào)表現(xiàn)出較小的衰減，雙線繞制組件通常用于高速差分信號(hào)應(yīng)用。分段纏繞CMC在繞組之間具有更大的間隔，使其更適合于高電壓。然而，這種分離導(dǎo)致更高的漏電感和更高的差分阻抗。