在本文中，我們使用LTspice來討論電流模式控制（CMC）降壓調節(jié)器中電壓誤差放大器和PWM發(fā)生器的操作。

在前一篇文章中，我介紹了一種LTspice降壓轉換器，它使用電流模式控制（CMC）從10V輸入產(chǎn)生5V調節(jié)輸出。我已經(jīng)復制了圖1中的示意圖。

CMC降壓轉換器的LTspice示意圖。

圖1。峰值CMC降壓轉換器的LTspice示意圖。

該架構由四個子系統(tǒng)組成：功率級、電流感測電路、誤差放大器和PWM發(fā)生器。我們在第一篇文章中介紹了功率級和電流感測電路；在本文中，我們將重點介紹誤差放大器和PWM發(fā)生器。

電壓誤差放大器

電流模式控制要求我們對電感器電流進行采樣，并將該信息納入調節(jié)方案。然而，我們仍然需要知道輸出中發(fā)生了什么。誤差放大器（圖2）將VOUT“誤差”——實際VOUT和期望VOUT之間的差——轉換為可以驅動有效閉環(huán)控制動作的信號。

具有電流模式控制的LTspice降壓轉換器的誤差放大器部分。

圖2:圖1中的電壓誤差放大器部分示意圖。

電壓反饋從電阻分壓器開始，該分壓器由RFB1和RFB2組成。該組件的方程式為：

等式1。

插入原理圖中的電阻值后，這變成：

等式2。

電阻器值被選擇為使得VFB大約是VOUT的24%。因此，一個完美的5.0 V輸出將產(chǎn)生1.2 V的VFB，這就是為什么參考電壓（VREF）被設置為1.215 V。它不完全等于VFB，但我認為差值足夠小，可以忽略。

對于非常低頻的信號，該支路作為開環(huán)放大器工作。我們之所以知道這一點，是因為兩條反饋路徑都有電容器，隨著我們接近直流電，這些電容器看起來越來越像開路。

對于導致VOUT漂移遠離VREF的緩慢輸出變化，放大器是反相比較器。從圖3的左側開始，當VOUT小于約5.0 V（且VFB<1.215）時，控制信號（VCONTROL）為高電平。在大約5ms時，VOUT超過5.0V（且VFB>1.215），并且VCONTROL切換到低。

請注意，圖3中的信號標簽遵循完整示意圖中的標簽：VOUT是調節(jié)器的輸出，而不是放大器的輸出。根據(jù)CMC圖中常用的術語，放大器輸出標記為VCONTROL。

正在討論的CMC降壓轉換器在低頻下的模擬調節(jié)器和放大器行為。

圖3。調節(jié)器和放大器在低頻下的行為。

在高頻下，誤差放大器看起來更像反相運算放大器配置，增益為RCOMP/RFB2（約2.7V/V）。補償組件（RCOMP和CCOMP）根據(jù)所需的環(huán)路動態(tài)特性修改運算放大器的傳遞函數(shù)。

CHF產(chǎn)生一個極點，有助于抑制非常高頻的噪聲，這在快速開關晶體管附近一直是一個問題。如果您有興趣了解更多有關CMC環(huán)路動力學的信息，我推薦TI應用說明：“理解和應用當前模式控制理論?！?/p>

用于開關控制的PWM生成

電流模式控制器的基本目的是以產(chǎn)生和保持所需輸出電壓的方式導通和關斷功率級晶體管。這項任務由圖4中的子電路完成，該電路由一個比較器和一個SR鎖存器組成。

在正常電路操作期間，CMPR信號經(jīng)由PWMR信號連接到SR鎖存器的R輸入。PWMR信號的用途將在未來的文章中介紹。

CMC降壓轉換器的LTspice示意圖中顯示比較器和SR鎖存器的部分。

圖4。CMC降壓轉換器的比較器和SR鎖存器。

IND_RAMP信號是表示通過電感器的電流的電壓，CONTROL是電壓誤差放大器的輸出。A1組件“diffschmtbuf”是LTspice的具有差分輸入的施密特觸發(fā)緩沖器的行為模型。我們可以定義diffschmtbuf參數(shù)如下：

vhigh=15：將邏輯高電壓（vhigh）設置為15V，使其與鎖存器使用的邏輯電平保持一致。

vt＝0：將閾值電壓（vt）設置為從負輸入偏移0V。這導致IND_RAMP高于或低于CONTROL時輸出切換。

vh=10m：施加10mV的滯后。

我們將vt設置為0V，以便一旦正輸入高于或低于負輸入，輸出就會轉變（滯后10mV時有輕微延遲）。

當IND_RAMP電平超過CONTROL電平時，將發(fā)生以下事件序列：

比較器輸出變?yōu)檫壿嫺唠娖健?/p>

先前由調節(jié)器振蕩器設置的SR鎖存器復位。

變化的設置/復位動作表現(xiàn)為PWM開關控制信號中的變化的占空比。

如果這個支路中信號相互作用的細節(jié)對你來說還有點模糊，不要擔心。在下一篇文章中，我們將使用模擬圖來更詳細地檢查它們。

坡度補償

在我們結束之前，我想簡要討論一下斜率補償，它沒有出現(xiàn)在我的LTspice實現(xiàn)中，但出現(xiàn)在我所基于的CMC降壓轉換器示意圖中。對于我的目的來說，斜率補償似乎是一個不必要的復雜問題——然而，峰值CMC通常會從中受益。

當占空比高于50%時，峰值CMC易受一種稱為次諧波振蕩的不穩(wěn)定性的影響。斜率補償通過使用斜坡波形來修改進入比較器的兩個信號之間的關系來減輕這種影響。對于那些想了解更多信息的人來說，本主題的申請說明包含了豐富的信息。

總結

我希望這篇文章和上一篇文章一起，能讓您大致了解峰值CMC降壓轉換器的不同部分是如何協(xié)同工作的。下一次，我們將使用模擬電壓波形來更徹底地檢查LTspice電路的電氣行為。