作者簡介：雷蘭(1992—)，女，通訊作者，助理工程師，研究方向：電力電子變換器、新能源充電樁和電力營銷等，郵件：[email protected]。

0   引言

隨著分布式能源的發(fā)展，逆變器是新能源系統(tǒng)與電網接口的核心關鍵設備，其拓撲結構和控制方式直接決定了分布式系統(tǒng)性能的優(yōu)劣^[1]。對于三電平拓撲結構而言，該拓撲結構具有逆變轉換效率高、開關器件的電壓應力等級低、諧波含量和dv/dt 較低等優(yōu)點^[2-3]，而T 型拓撲結構比傳統(tǒng)的NPC(Neutral Point Clamped) 拓撲結構具有二極管數量少、轉換效率高、功率損耗均勻等優(yōu)點^[4-5]。

對于T 型并網逆變器而言，輸出電流控制是逆變器接入并網的關鍵技術^[6]，目前最主要的控制方法包括滯環(huán)控制、PI(Proportional Integral) 控制和PR(Proportional Resonance) 控制等。滯環(huán)控制方法雖具有動態(tài)響應速度較快的優(yōu)點，但在其控制方式下輸出的并網電流波形容易失真，而且采樣頻率較高，加大了并網側濾波電感設計難度^[7]。在同步坐標系的PI 控制方式下，逆變器系統(tǒng)的輸出電流以及電網電壓或者輸出電壓分量直接被采樣并參與數字控制，由于數學模型之間存在耦合的緣故，難以實現輸出電流的無靜差跟蹤。在靜止坐標系的PR控制方式下，雖能實現輸出電流的無靜差跟蹤，但PR控制器的參數難以設計^[8]。

基于上述分析，本文提出了預測電流控制和功率前饋的雙閉環(huán)控制策略，一方面克服了電網電流諧波對系統(tǒng)的造成干擾的問題，降低了并網輸出電流的諧波含量(Total Harmonic Distortion, THD)，另一方面改善了整個并網逆變器系統(tǒng)的動態(tài)以及靜態(tài)性能。最后，通過一臺23 kW 的逆變器樣機驗證了所提方法及控制策略的正確性與有效性。

1   T型逆變器系統(tǒng)及數學模型

圖1 所示為三相三線制T 型并網逆變器的主電路拓撲結構。其中：Udc 為直流電源電壓；idc 為直流側輸出電流；C₁ 和C₂ 為直流側均壓電容(C = C1 = C2)；U_C1和U_C2 為逆變器正、負母線電壓；Lj 為橋臂濾波電感；Qj1- j4 為功率開關器件；ij 為逆變器輸出交流電流；ej為電網電壓( 全文中的下標j = a，b，c)。

定義Sj 為開關變量，其物理含義為三相橋臂的輸出狀態(tài)。表1 所示為三相橋臂中a 相的開關變量S_a對應該橋臂上各功率開關管的瞬時開關狀態(tài)^[9]，b 相橋臂和c 相橋臂與a 相橋臂的開關狀態(tài)類似。

表1 a相開關狀態(tài)表

根據對表1 中a 相的開關狀態(tài)進行研究分析，三相各橋臂電路類似于一個單刀三擲開關，可用開關函數Sj表示，詳細表達式為：

其中：i = P，O，N 分別表示各橋臂的三條支路。

根據基爾霍夫電流定律(Kirchhoff’s Current Law,KCL)，可得T 型三電平并網逆變器在三相靜止abc 坐標系下的數學模型為^[10]：

式中：r 為輸出濾波電感的等效內阻；ujo 為三相三線制電網中性點到橋臂輸出點之間的電壓；SjP 和SjN為開關狀態(tài)。

根據三相平衡原理ea + eb + ec = 0，可知三相T 型三電平并網逆變器的輸出電流在兩相旋轉d-q 坐標系下的數學模型為：

式中：SdP 和SqN 為開關狀態(tài)；ed，eq 和id，iq 分別為旋轉d-q 坐標系下的電網電壓和輸出并網電流；ud和uq 為旋轉d-q 坐標系下的逆變器橋臂輸出電壓。根據輸出側狀態(tài)方程(3)，可以看出逆變器在d-q坐標系下的數學模型中，d 軸和q 軸之間的函數表達式存在著耦合關系，為了實現d-q 軸下的解耦控制，需要在輸出電網交流電壓中引入前饋控制量-ωid 和ωiq，使其與橋臂輸出電壓分量ud 和uq 中的耦合項相互抵消。

2   逆變器控制策略

圖2 所示為系統(tǒng)整體控制框圖。其中：電壓外環(huán)的作用是對逆變器的直流側母線電壓進行直接控制；電流內環(huán)的作用則是按照電壓外環(huán)輸出的電流參考指令進行相應的電流控制，從而改善控制對象；功率前饋控制則提高了逆變器系統(tǒng)的動態(tài)響應能力；預測電流控制則降低了輸出電流諧波；單載波調制則是為了簡化控制并易于數字化控制的實現。

2.1 功率前饋控制

根據瞬時功率理論，可得兩相旋轉d-q 坐標系下的逆變器輸出瞬時有功功率和瞬時無功功率表達式為

由于能量守恒，逆變器的輸入功率和額定輸出功率處于平衡狀態(tài)，當無功功率趨于零或者等于零時，此時逆變器正常工作在單位功率因數狀態(tài)下，即僅向電網輸送有功功率，此時eq = 0。為了保持直流側輸出電壓的穩(wěn)定，不受并網電壓和交流負載變化的干擾，提出一種功率前饋的控制方法，同時也提高了系統(tǒng)輸出并網電流的靜態(tài)性能。當電網電壓保持穩(wěn)定且忽略逆變器自身的損耗時，逆變器系統(tǒng)的輸入功率與并網輸出的功率相等，此時前饋電流可表示為：

2.2 預測電流控制

由于傳統(tǒng)的控制方法存在采樣延遲和控制精度低的缺點。在利用DSP 進行樣機實現時發(fā)現，硬件采樣電路中的濾波電路會對電流造成延時，而且輸出指令參考電流的計算也會造成相應的延時，這對并網電流質量造成巨大的影響。為了克服延時造成的這些問題，必須對電流的采樣過程及計算值進行預測處理。本文采用的預測電流控制是基于當前的電流采樣值來預測下一時刻的電流作為反饋電流值，這樣就可以消除采樣和計算造成的延時。

圖3 所示為電流采樣策略，兩次電流的采樣是在DSP(Digital Signal Processor) 定時器的周期中斷和下溢中斷間隔期間完成的。根據硬件電路和所提采樣方法，最佳預測時間為T_s /2(T_s 為開關周期)，預測公式推導如圖4。其中：xk 為采樣時間；ik 為采樣時間對應的采樣電流；i4 為當前電流采樣值；im 為預測電流值；xk-xk-1=Ts；xm-x4=Ts/2。

根據泰勒展開式可得：

在逆變器系統(tǒng)中，采樣時間間隔非常短，則T_s很小。因此在計算導數時可由線性公式近似替代，可知：

當Δt = T_s /2 時，將式(7) 代入(6) 中可得：

通過泰勒公式進行預測控制，該控制方式相對簡單、數字化功能實現較容易，且使系統(tǒng)具備良好的動態(tài)以及靜態(tài)響應能力。

3   實驗結果與分析

為了驗證預測電流控制策略和前饋功率控制的有效性，設計并搭建了額定功率為23 kW 的T 型三電平逆變器樣機。表2 為整個逆變系統(tǒng)的實驗參數。

當逆變器處于額定輸出功率(23 kW) 工作狀態(tài)時，電網交流a 相電壓和輸出并網電流的實驗波形如圖5 所示。從實驗波形可以看出，輸出并網電流的波形高度正弦化，并與電網交流電壓同頻率同相位。通過結果分析可知，功率因數為0.999 3，且電網電流的THD 為1.197%。

圖6 所示為逆變器在直流側功率突然發(fā)生變化時直流母線電壓和并網電流的動態(tài)性能?？梢钥闯?，采用前饋功率控制策略可以降低暫態(tài)過程，實現了直流母線電壓調節(jié)的高性能。

圖7 所示為T 型三電平逆變器在17 kW 負載條件下的輸出電流和電網相電壓波形。通過實驗結果比較可知，預測電流控制比傳統(tǒng)電流反饋控制的并網輸出電流THD 較低。

4   結語

本文介紹了一種高壓大功率的三相T 型三電平并網逆變器。通過預測電流控制策略達到了降低輸出并網交流電流THD 的目的，采用功率前饋控制方法則提高了逆變器系統(tǒng)的動態(tài)以及靜態(tài)性能。樣機實驗結果進一步驗證了所提方法和控制策略的正確性及可行性，體現出該逆變系統(tǒng)具有低成本、易于控制等特點。

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（本文來源于《電子產品世界》雜志2021年1月期）