問題：

如何為ADC增加隔離而不損害其性能？

答案：

對于隔離式高性能ADC，一方面要注意隔離時鐘，另一方面要注意隔離電源。

SAR ADC傳統(tǒng)上被用于較低采樣速率和較低分辨率的應用。如今已有1 MSPS采樣速率的快速、高精度、20位SAR ADC，例如LTC2378-20 ，以及具有32位分辨率的過采樣SAR ADC，例如LTC2500-32。將ADC用于高性能設計時，整個信號鏈都需要非常低的噪聲。當信號鏈需要額外的隔離時，性能會受到影響。

關(guān)于隔離，有三方面需要考慮：

■   確保熱端有電的隔離電源

■   確保數(shù)據(jù)路徑得到隔離的隔離數(shù)據(jù)

■   ADC（采樣時鐘或轉(zhuǎn)換信號）的時鐘隔離，以防熱端不產(chǎn)生時鐘

隔離電源（反激拓撲與推挽拓撲的比較）

對于傳感器應用，隔離電源通常在10 W以下范圍內(nèi)。

反激式轉(zhuǎn)換器被廣泛用于隔離電源。圖1顯示了反激式轉(zhuǎn)換器簡單可行的特點。該拓撲的優(yōu)勢是只需要很少的外部元件。反激式轉(zhuǎn)換器只有一個集成開關(guān)。該開關(guān)可能是影響信號鏈性能的主噪聲源。對于高性能模擬設計，反激式轉(zhuǎn)換器會帶來很多斷點，引起電磁輻射（稱為EMI），這可能會限制電路的性能。

圖1 典型的反激式轉(zhuǎn)換器拓撲

圖2顯示了變壓器L1和L2中的電流。在初級(L1)和次級(L2)繞組中，電流在短時間內(nèi)從高值跳變?yōu)榱?。電流尖峰可以在圖3的I(L1)/I(L2)跡線中看到。電流和能量在初級電感中累積，當開關(guān)斷開時，它們被傳輸?shù)酱渭夒姼校a(chǎn)生瞬變。需要降低開關(guān)噪聲效應導致的瞬變，因此，設計中必須插入緩沖器和濾波器。除了額外的濾波器之外，反激拓撲的另一個缺點是磁性材料的利用率低，而所需的電感較高，因此變壓器較大。此外，反激式轉(zhuǎn)換器的熱環(huán)路也很大，不易管理。有關(guān)熱環(huán)路的背景信息，請參閱應用筆記AN139。

反激式轉(zhuǎn)換器的另一個挑戰(zhàn)涉及開關(guān)頻率變化。圖3顯示了負載變化引起的頻率變化。如圖3a所示，t1 < t2。這意味著fSWITCH隨著負載電流從較高負載電流I1減小到較低負載電流I2而變化。頻率的變化會在不可預測的時間產(chǎn)生內(nèi)部噪聲。此外，頻率也會因器件不同而異，這使得更難以對其進行濾波，因為每個PCB都需要調(diào)整濾波。對于一款5 V輸入范圍的20位SAR ADC，1 LSB相當于大約5μV。EMI噪聲引入的誤差應低于5μV，這意味著為精密系統(tǒng)隔離電源時，不應選擇反激拓撲。

還有其他電磁輻射騷擾較低的隔離電源架構(gòu)。就輻射而言，推挽式轉(zhuǎn)換器比反激式轉(zhuǎn)換器更合適。像LT3999這樣的推挽式穩(wěn)壓器提供了與ADC時鐘同步的可能性，有助于實現(xiàn)高性能。圖4顯示了隔離電源電路中的LT3999與ADC采樣時鐘同步的情況。請記住，初級到次級電容為開關(guān)噪聲提供了一個避免共模噪聲效應的返回路徑。該電容可以在PCB設計中利用重疊的頂層平面和第二層平面實現(xiàn)，以及/或者利用實際電容實現(xiàn)。

圖2 LT8301在變壓器繞組中切換電流

圖3 (a) LT8301頻率變化，(b)從2.13 ms到2.23 ms的頻率變化的特寫

圖4 具有超低噪聲后置穩(wěn)壓器的LT3999

圖5 LT3999電流波形

圖6 LT3999及其與同步引腳的切換關(guān)系

圖5顯示了變壓器處的電流波形（初級側(cè)和次級側(cè)電流），它更好地利用了變壓器，提供更好的EMI行為。

圖6顯示了與外部時鐘信號的同步。采集階段的末端與同步引腳的正邊沿對齊。因此，將有一個大約4μs的較長安靜時間。這使得轉(zhuǎn)換器可以在該時間范圍內(nèi)對輸入信號進行采樣，并將隔離電源的瞬變效應降至最小。LTC2378-20的采集時間為312 ns，非常適合<1μs的安靜窗口。

數(shù)據(jù)隔離

數(shù)據(jù)隔離可以使用數(shù)字隔離器實現(xiàn)，例如ADuMx系列數(shù)字隔離器。這些數(shù)字隔離器可用于SPI、I2C、CAN等許多標準接口，例如ADuM140 可用于SPI隔離。 為了實現(xiàn)數(shù)據(jù)隔離，只需將SPI信號SPI時鐘、SDO、SCK和Busy連接到數(shù)據(jù)隔離器。在數(shù)據(jù)隔離中，電能通過感性隔離柵從初級側(cè)傳輸?shù)酱渭墏?cè)。需要添加電流返回路徑，這由電容來完成。該電容可以在PCB中利用重疊平面實現(xiàn)。

時鐘隔離

時鐘隔離是另一項重要任務。如果使用1 MHz采樣速率的20位高性能ADC，例如LTC2378-20，可以實現(xiàn)104 dB的信噪比(SNR)。為了實現(xiàn)高性能，需要無抖動時鐘。為什么不應使用像ADuM14x系列這樣的標準隔離器？標準隔離器會增加時鐘抖動，從而限制ADC的性能。更多詳細信息請參見設計筆記DN1013。

圖7顯示了不同頻率、不同類型時鐘抖動下SNR的理論極限。像LTC2378這樣的高性能ADC的孔徑時鐘抖動為4 ps，在200 kHz輸入下理論限值為106 dB。

圖7 時鐘抖動與ADC性能的關(guān)系

圖8 使用標準隔離器實現(xiàn)時鐘隔離

圖8顯示的標準時鐘隔離器概念包括：

■   像ADuM250N這樣良好的標準數(shù)字隔離器的抖動為70 ps rms。對于100 dB SNR目標，由于時鐘抖動，信號采樣速率限制為20 kHz。

■   像LTM2893這樣優(yōu)化的時鐘隔離器提供30 ps rms的低抖動。對于100 dB SNR目標，現(xiàn)在的信號采樣速率為50 kHz，在全部SNR性能下可提供更多帶寬。

圖9 使用LVDS時鐘隔離器實現(xiàn)時鐘隔離

■   圖9：對于更高的輸入頻率，應使用LVDS隔離器。ADN4654提供2.6 ps抖動，接近ADC的最佳性能。在100 kHz輸入時，時鐘抖動導致的SNR限值將是110 dB。

圖10 使用額外PLL凈化時鐘抖動的時鐘隔離

■   圖10：使用PLL凈化時鐘。 ADF4360-9可以幫助減少時鐘抖動。

圖11顯示了使用PLL凈化時鐘的更詳細框圖。您可以將ADF4360-9用作時鐘凈化器，并在輸出端增加一個2分頻器。AD7760額定支持1.1 MHz。

圖11 ADF4360-9用作時鐘凈化器

因此，不能直接支持LTC2378等1 MSPS SAR ADC。在這種情況下，低抖動觸發(fā)器會有幫助。它將時鐘2分頻。

圖12 觸發(fā)器用于降低時鐘以用于LTC2378

圖13 隔離（熱）側(cè)的時鐘產(chǎn)生

■   圖13：本地產(chǎn)生時鐘是獲得具有所需抖動性能的時鐘的另一個方案。本地時鐘生成會使時鐘架構(gòu)更加復雜，因為它將異步時鐘域引入系統(tǒng)。例如，若要使用兩個單獨的隔離ADC，則時鐘的絕對頻率將會不同，必須增加采樣速率轉(zhuǎn)換以重新匹配時鐘。有關(guān)采樣速率轉(zhuǎn)換的一些細節(jié)，請參閱工程師對話筆記EE-268。

高性能Sigma-Delta ADC的時鐘

時鐘的類似問題也適用于高性能Sigma-Delta ADC，如AD7760。這里，重要的時鐘信號是無抖動過采樣時鐘，例如40 MHz。這種情況下不需要額外的分頻器。

結(jié)論

隔離式高性能ADC需要仔細設計隔離方案并選擇隔離技術(shù)，以實現(xiàn)高于100 dB的高性能SNR。應特別重視隔離時鐘，因為時鐘抖動的影響可能會破壞性能。其次應注意隔離電源。簡單的隔離拓撲（如反激）會引入高EMI瞬變。

為了獲得更好的性能，應使用推挽式轉(zhuǎn)換器。還需要關(guān)注數(shù)據(jù)隔離（盡管不太重要），可用標準器件能提供良好性能，對整體系統(tǒng)性能的影響較小。介紹這三個隔離主題有助于設計人員提出高性能隔離系統(tǒng)解決方案。

作者簡介

Wilfried Platzer曾在德國卡爾斯魯厄?qū)W習信息技術(shù)，側(cè)重于射頻技術(shù)。他1997年開始在ITT工作，后來在TDK-Micronas工作。Wilfried擔任過多種職位，從現(xiàn)場應用工程師開始，然后專注于混合信號IC的概念和系統(tǒng)架構(gòu)工程設計。11年后，他跳到Auma從事電子預開發(fā)工作。2015年，他加入凌力爾特公司（現(xiàn)為ADI公司的一部分）。目前，Wilfried是ADI公司的高級現(xiàn)場應用工程師，負責為瑞士提供區(qū)域支持。