SG3524工作過程如下。

直流電源VS從腳15 接入后分兩路，一路加到或非門;另一路送到基準電壓穩(wěn)壓器的輸入端，產(chǎn)生穩(wěn)定的+5 V基準電壓。+5 V再送到內部(或外部)電路的其他元器件作為電源。

振蕩器腳7須外接電容CT，腳6須外接電阻RT。振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1.18/RTCT。本設計將Boost電路的開關頻率定為10 kHz，取CT=0.22 滋F，RT=5 k贅;逆變橋開關頻率定為5 kHz，取CT=0.22 滋F，RT=10 k贅。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時鐘脈沖形式送至雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器及兩個或非門;另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相端，比較器的反向端接誤差放大器的輸出。

誤差放大器實際上是差分放大器，腳1為其反相輸入端;腳2為其同相輸入端。通常，一個輸入端連到腳16 的基準電壓的分壓電阻上(應取得2.5 V的電壓)，另一個輸入端接控制反饋信號電壓。本系統(tǒng)電路圖中，在DC/DC變換部分，G3524的腳1接控制反饋信號電壓，腳2接在基準電壓的分壓電阻上。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，從而在比較器的輸出端出現(xiàn)一個隨誤差放

大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端?；蚍情T的另兩個輸入端分別為雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器和振蕩器鋸齒波。雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的兩個輸出端互補，交替輸出高低電平，其作用是將PWM脈沖交替送至兩個三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入了死區(qū)時間，保證V1及V2兩個三極管不可能同時導通。最后，晶體管V1及V2 分別輸出脈沖寬度調制波，兩者相位相差180毅。當V1及V2脈沖并聯(lián)應用時，其輸出脈沖的占空比為0%~90%;當V1及V2分開使用時，輸出脈沖的占空比為0%~45%，脈沖頻率為振蕩器頻率的1/2。

2.2 驅動電路的設計

IR2110 采用HVIC的閂鎖抗干擾CMOS 制造工藝，DIP14腳封裝。具有獨立的低端和高端輸入通道;懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達500 V，dv/dt=依50 V/ns，15 V下靜態(tài)功耗僅為116 mW;輸出的電源端(腳3，即功率器件的柵極驅動電壓)電壓范圍10~20 V;邏輯電源電壓范圍(腳9)5~15 V，可方便地與TTL，CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有依5 V的偏移量;工作頻率高，可達500 kHz;開通、關斷延遲小，分別為120 ns 和94 ns;

圖騰柱輸出峰值電流為2 A。

IR2110 內部由如圖4 所示的三個部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護。如上所述IR2110的特點，可以為裝置的設計帶來許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設計，可以大大減少驅動電源的數(shù)目。

采用IR2110作逆變半橋的驅動電路舉例。這種高壓側懸浮驅動的自舉原理如圖5 所示。圖中C1、VD1 分別為自舉電容和二極管，C2 為VCC 的濾波電容。假定在S1關斷期間C1已充到足夠的電壓(VC1抑VCC)。當HIN為高電平時VM1開通，VM2關斷，VC1加到S1的柵極和發(fā)射極之間，C1通過VM1，Rg1 和S1柵極-發(fā)射極電容Cge1放電，Cge1被充電，S1導通。此時VC1可等效為一個電壓源。當HIN為低電平時，VM2開通，VM1斷開，S1柵電荷經(jīng)Rg1、VM2迅速釋放，S1關斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時間(td)之后，LIN為高電平，S2開通，VCC經(jīng)VD1，S2給C1充電，迅速為C1補充能量。如此循環(huán)反復。

自舉元器件的分析與設計舉例。圖5所示自舉二極管(VD1)和電容(C1)是IR2110在PWM應用時需要嚴格挑選和設計的元器件，應根據(jù)一定的規(guī)則進

行計算分析。在電路實驗時進行一些調整，使電路工作在最佳狀態(tài)。

1)自舉電容的選擇IGBT 和PM(Power MOS原FET)具有相似的門極特性。開通時，需要在極短的時間內向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導通所需要的電壓(10 V，高壓側鎖定電壓為8.7/8.3 V)要高;再假定在自舉電容充電路徑上有1.5 V 的壓降(包括VD1的正向壓降);最后假定有1/2的柵電壓(柵極門檻電壓VTH通常為3~5 V)因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時對應的自舉電容工程應用則取C1躍2Qg/(VCC-10-1.5)。

例如FUJ I50 A/600 V IGBT充分導通時所需要的柵電荷Qg=250 nC(可由特性曲線查得)，VCC=15 V，那么C1=2伊250伊10-9/(15-10-1.5)=1.4伊10-7 F，可取C1=0.22 滋F或更大一點的，而耐壓躍50 V 的電容。

在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導通時間應保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足Cge所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導通時漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導通時間ton min考慮，自舉電容應足夠小。

綜上所述，在選擇自舉電容大小時應綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅動要求。從功率器件的工作頻率、開關速度、門極特性進行選擇，估算后經(jīng)調試而定。

2)自舉二極管的選擇自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。為了減少電荷損矢，應選擇反向漏電流小的快恢復二極管。單從驅動PM 和IGBT的角度考慮，均不需要柵極負偏置。Vge=0，完全可以保證器件正常關斷。但在有些情況下，負偏置是必要的。這是因為當器件關斷時，其集電極-發(fā)射極之間的dv/dt過高時，將通過集電極-柵極之間的(密勒)電容以尖脈沖的形式向柵極饋送電荷，使柵極電壓升高，而PM，IGBT的門檻電壓通常是3~5 V，一旦尖脈沖的高度和寬度到達一定的程度，功率器件將會誤導通，造成災難性的后果。而采用柵極負偏置，可以較好地解決這個問題。

2.3 保護電路

電力電子常用的保護有過流保護和過壓保護。

1)過電流保護在電力電子變換和控制系統(tǒng)運行不正常或發(fā)生故障時，可能發(fā)生過電流造成開關器件的永久性損壞，快速熔斷器是電力電子變換器系統(tǒng)中常用的一種過電流保護措施。快速熔斷器的過流保護原理是基于快速熔斷器特性與器件特性的保護配合來完成的，即通過選擇快速熔斷器的短路容量約器件的熱容量，使得當發(fā)生過流時快速熔斷器先熔斷，以保護器件不損壞。另一種方法是采用電流檢測、比較、判斷，在過流瞬間及時關斷電路。

2)過電壓保護電力電子設備在運行過程中，會受到由交流供電電網(wǎng)進入的操作過電壓和雷擊過電壓的侵襲。同時，設備自身運行中以及非正常運行中也有過電壓出現(xiàn)。過電壓保護的基本原理是在瞬態(tài)過電壓發(fā)生的時候(滋s或ns級)，通過過電壓檢測電路進行檢測。過電壓檢測電路中主要的元件是壓敏電阻。壓敏電阻相當于很多串并聯(lián)在一起的雙向抑制二極管，起到電壓箝位的作用。電壓超過箝位電壓時，壓敏電阻導通;電壓低于箝位電壓時，壓敏電阻截止。

過電壓檢測電路原理如圖6所示。當有過電壓信號產(chǎn)生時，壓敏電阻被擊穿，呈現(xiàn)低阻值甚至接近短路狀態(tài)，這樣在電流互感器的一次側產(chǎn)生一個大電流，通過線圈互感作用在二次側產(chǎn)生一個小電流，再通過精密電阻把電流信號轉變?yōu)殡妷盒盘?這個信號輸入到電壓比較器LM393 后，LM393 輸出高電平，經(jīng)過非門A 輸出的控制脈沖2控制電源回路，斷開開關電源電路。當輸出的高電平輸出SG3524的腳10時，封鎖輸出脈沖，進行保護。

2.4 DC/AC逆變電路結構

DC/AC 變換采用單相輸出，全橋逆變形式，由4個IGBT(G20N40L)構成橋式逆變電路，最高耐壓800 V，電流20 A，利用半橋驅動器IR2110提供驅動信號，其輸入波形由SG3524 提供，同理可調節(jié)該SG3524的輸出驅動波形的D50%，保證逆變的驅動方波有共同的死區(qū)時間。

3 結語

結合高校學生《電力電子技術》課程的實踐教學，對上述理論分析和方案設計，通過安裝和調試進行實驗，并應用在風扇、電爐等家用電器的控制，效果良好，達到了預先設計要求。本設計也可引入閉環(huán)控制，實現(xiàn)自動調節(jié)。隨著智能電力模塊(如IPM)的廣泛應用，不僅體積小，轉換效率高，而且具有各種保護功能，同時具有程控接口，在實現(xiàn)對整個系統(tǒng)的有效控制和保護方面將更加完善。