48V-12V雙電池電源系統(tǒng)正廣泛用于輕度混合動力電動車。車輛的動態(tài)運行條件可能需要在兩個電池軌道之間來回傳送高達10kW的電功率。由于行使中的車輛其運行操作情況多種多樣，實時控制一個方向或另一個方向上的功率流需求是一個相當復雜的任務，要求其數(shù)字控制方案具有智能性。因此，當領先的汽車制造商和一級供應商開始開發(fā)48V-12V雙向電源轉換器時，大多數(shù)都采用了全數(shù)字方法。

全數(shù)字解決方案成本昂貴，因為它們需要許多離散的模擬電路。這些模擬電路包括精密電流檢測放大器、功率MOSFET柵極驅(qū)動器、監(jiān)視和保護電路等。由于電路板上的設備數(shù)量龐大，離散解決方案顯得笨重且不夠可靠。為了減小解決方案尺寸和降低成本，同時提高性能和系統(tǒng)級可靠性，部分一級供應商正在尋找一種混合架構，其微控制器處理更高級別的智能管理，而高度集成的模擬控制器實現(xiàn)電源轉換器級。這篇博文將討論如何確定這種模擬控制器最合適的控制方案。

表1總結了不同控制方案的優(yōu)點和缺點。

A48V-12V雙向轉換器通常必須具有高精度的電流調(diào)節(jié)(優(yōu)于3%)，以便精確地控制從一個電池軌到另一個電池軌傳輸?shù)墓β柿?。由于高功率，系統(tǒng)通常需要交錯并行操作中的多相電路，以共享總負載，并且共享應當在各個相之間均衡。因此，電壓控制模式不適合，因為其不能實現(xiàn)多相共享。

基于電感電流峰值生成脈沖寬度調(diào)制(PWM)信號的峰值電流模式控制方案可實現(xiàn)多相共享。然而，共享平衡很大程度上受功率電感器公差的影響。功率電感器通常具有±10%的公差，并導致顯著的共享誤差，從而導致不同相位的失衡功率耗散。更糟的是，電感的峰值電流具有與DC電流的固有誤差，導致電流調(diào)節(jié)較不精確，進而導致功率輸送不太準確。

傳統(tǒng)的平均電流模式控制方案解決了峰值電流模式控制的電流誤差問題，因為它調(diào)節(jié)了平均電感電流，并消除了電感公差對電流調(diào)節(jié)的影響。然而，電廠傳遞函數(shù)隨著工作電壓和電流條件而變化，并且雙向操作需要兩種不同的環(huán)路補償。

為了克服常規(guī)平均電流模式控制方案的挑戰(zhàn)并簡化實際電路實現(xiàn)，TI為48V-12V雙向轉換器工作開發(fā)了創(chuàng)新的平均電流模式控制方案，如圖1和表1所示。功率級包括：

高側FET(Q1)。

低側FET(Q2)。

功率電感器(Lm)。

電流檢測電阻(Rcs)。

兩個電池，一個在HV端口，另一個在LV端口。

控制電路包括：

增益為50的電流檢測放大器，通過方向指令DIR(“0”或“1”)進行方向轉向。

跨導放大器用作電流環(huán)路誤差放大器，在非反相引腳施加參考信號(ISET)，以設置相位直流電流調(diào)節(jié)值。

PWM比較器。

與HV-Port電壓成比例的斜坡信號。

由DIR控制的轉向電路，用于施加PWM信號以控制Q1或Q2作為主開關。

COMP節(jié)點處的環(huán)路補償網(wǎng)絡。

Rcs感應電感電流，且信號被放大50倍。該信號被發(fā)送到跨導放大器的反相輸入，導致COMP節(jié)點處的誤差信號，該節(jié)點也是PWM比較器的非反相輸入的節(jié)點。比較誤差信號和斜坡信號產(chǎn)生PWM信號。由DIR命令控制，PWM信號可控制Q1進行降壓模式操作，并強制電流從HV端口流向LV端口，或當發(fā)送到Q2時，反轉電流流動的方向。

圖1：TI專用平均電流模式控制方案的雙向電流轉換器

表2：變流器功率裝置傳遞函數(shù)(KFF是斜坡發(fā)生器系數(shù);Vramp = KFF×VHV-端口;Rs是沿著功率流路徑的有效總電阻，不包括Rcs)

表2所示為新控制方案的優(yōu)點。電廠傳遞函數(shù)對于雙向操作是相同的，它是一階系統(tǒng)。此外，傳遞函數(shù)與諸如端口電壓和負載電流水平的操作條件無關。因此，應用單個II型補償網(wǎng)絡將在所有工作條件下始終穩(wěn)定雙向轉換器，大大簡化了實際電路的運用，并提高了性能。

TI的專有平均電流模式控制方案適用于汽車48V-12V雙向電流控制器。它需要單個II型補償網(wǎng)絡來覆蓋雙向操作，而不需要考慮運行條件如何。電流調(diào)節(jié)精度——盡管存在電感公差，均勻共享高功率的多相并聯(lián)操作等，—— 將大大簡化高性能的雙向轉換器設計。