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      通用RF器件的鄰道泄漏比(ACLR)來源

      作者: 時間:2016-12-23 來源:網(wǎng)絡 收藏
      任何通用的RF器件,不論是混頻器、放大器、隔離器或其它器件,其鄰道泄漏比(ACLR)都受器件三階互調(diào)失真(IM3)的影響??赏茖С銎骷腎M3與三階輸出交調(diào)截點(OIP3)之間的關系。本文介紹了估算ACLR的公式推導,ACLR是IM3的函數(shù)

      ACLR/IMD模型

      為了了解RF器件的ACLR來源可以對寬帶載波頻譜進行模擬,相當于獨立的CW副載波集合。每個副載波都會攜帶一部分總的載波功率。下圖所示就是這樣一個模型,連續(xù)RF載波由四個單獨的CW副載波模擬,每個副載波的功率為總載波功率的四分之一。副載波以相同的間隔均勻地分布于整個載波帶寬內(nèi)。

      圖1中的綠線從左到右分別是副載波1、2、3和4。如果我們只考察左邊的兩個副載波(1和2),可以考慮RF器件中的任意IMD3失真引起的三階IMD分量。三階失真表現(xiàn)為這兩個副載波兩側(cè)的低電平副載波,兩個“綠色”副載波左邊的第一個“紅色”失真分量是這兩個副載波的IMD3失真結(jié)果。

      來自副載波1和3的IMD3分量在與載波1間距相同的頻率處具有IMD3失真分量。這在載波頻譜的左邊產(chǎn)生第二個“紅色” IM分量。同樣,來自副載波1和4的IMD3生成的失真分量距離載波邊緣更遠。

      注意這里還存在其它的IMD分量。副載波2和4產(chǎn)生的IM3分量直接疊加在副載波1和2產(chǎn)生的IMD分量上。這一累加效應會使距離RF載波邊緣較近的IMD分量的幅值比距離RF載波邊緣較遠的IMD分量高,產(chǎn)生ACLR失真頻譜中的“肩”特性。Leffel發(fā)表的一篇論文詳細描述了來自多個副載波的IMD分量的這種累加。

      這種方法可以定量地預測單獨的IMD3失真分量的實際電平。通過增加模型中所使用的單獨的副載波的數(shù)量可以增加模型的精度。多個寬帶載波的ACLR性能與該模型中的ACLR非常像,模型中每個單獨的寬帶載波占據(jù)總的寬帶載波帶寬的一部分。在寬帶載波的相鄰部分,鄰近最后一個載波的單載波的ACLR處于IMD3引起的失真響應的高肩位置。這導致多載波情形的ACLR比單載波系統(tǒng)的ACLR差得多。再次說明,這一結(jié)果可以量化后用以精確預測單寬帶載波或多寬帶載波的ACLR性能。這種基本方法只通過OIP3參數(shù)來預測RF器件的ACLR性能。

      基本關系

      器件的三階互調(diào)分量和三階交調(diào)截點之間的關系如下所示:

      IMD3=(3×Pm)-(2×OIP3)

      其中, Pm=雙音測試例子中的每個單音功率,IMD3=三階IM3,以dBm為單位,表示絕對功率,OIP3=三階交調(diào)截點,表示絕對功率。

      為了方便,可將該公式重寫為相對IMD3,即與功率電平(P)有關的IM3性能。

      IMD3=2×(Pm-OIP3)

      其中, Pm=雙音測試例子中的每個單音功率,IMD3=三階IM3,以dBc為單位,表示相對功率,OIP3=三階交調(diào)截點,表示絕對功率 。

      例1:以總輸出功率(Ptot)為+30dBm,OIP3為+45dBm的功率放大器(PA)為例。這樣一個PA的相對IMD3可利用上述公式推導得出。但是,IM3雙音測試中每個單音的輸出功率比PA的總輸出功率低3dB,即每個單音+27dBm。所以利用這些值來計算該PA的IMD3:

      Ptot=+30dBm (PA的總輸出功率)

      Pm=(+30dBm-3dB)=+27dBm每個單音

      OIP3=+45dBm

      IMD3=2×(27-45)=-36dBc

      ACLR與IMD3的關系

      寬帶載波的ACLR通過一個校正因數(shù)與雙音IMD3性能相關。該校正的存在是由于IMD3性能造成了ACLR性能惡化。這種惡化來源于由擴頻載波的頻譜密度組成的各種互調(diào)分量的影響。ACLR與IMD3的有效關系如下所示:

      ACLRn=IMD3+Cn

      其中Cn如下表所示:

      No. of Carriers12349
      Correction Cn (dB)+3+9+11+12+13


      我們可以將IMD3和ACLRn的上述關系式合并為一個統(tǒng)一的表達式,由RF器件的基本性能參數(shù)來推導多個擴頻載波的ACLR。

      ACLRn=(2×[(P-3)-(OIP3)])+(Cn)

      其中, Ptot=所有載波的總輸出功率,以dBm為單位,OIP3=器件的OIP3,以dBm為單位,ACLRn="n" 載波的ACLR , 以dBc為單位,Cn=上述表中的值。

      例2:重復上述例子,現(xiàn)假設功率放大器必須產(chǎn)生四個載波,功率均為250mW,總輸出功率為1W。

      P/載波=+24dBm

      Ptot=+30dBm,總功率

      OIP3=+45dBm

      ACLRn=2×((30-3)-(45))+12

      ACLRn=-36dBc+12dB

      ACLRn=-24dBc

      重新整理該公式可推導出要得到期望的ACLR所需的OIP3。重新改寫后的公式如下:

      OIP3=0.5×([2×(P-3)]-[ACLRn]+[Cn])

      其中, P=所有載波的總輸出功率,以dBm為單位,OIP3=器件的OIP3,以dBm為單位,ACLRn="n" 載波的ACLR , 以dBc為單位,Cn=上述表中的值。

      例3:重復上述例子,現(xiàn)假設該功率放大器的四載波ACLR期望值是-50dBc。

      P/載波=+24dBm

      Ptot=+30dBm,總功率

      ACLRn=-50dBc

      OIP3=0.5×([2×(30-3)]-[-45]+[12])

      OIP3=+55.5dBm

      結(jié)論

      通用RF器件的載波功率電平、OIP3指標和單載波/多載波ACLR性能之間的關系已推導得出。該關系適用于性能受三階失真分量影響的RF器件。包括許多通用的RF器件,但是驅(qū)動不能太接近飽和電平。通過觀察,該模型對ACLR的預測精度接近±2dB。



      關鍵詞: 通用器件泄漏來

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