使用高頻開(kāi)關(guān)電路作為功率變換單元的電力電子設(shè)備功率因數(shù)低的根源是整流電路后增加的濾波電容，該電容能使輸出電壓平滑但卻使輸入電流變?yōu)榧饷}沖，從而嚴(yán)重影響電路的功率因數(shù)。功率因數(shù)校正的基本思想是將整流器和濾波電容分開(kāi)，使整流電路的容性負(fù)載變?yōu)樽栊载?fù)載，從而達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。本文引入了單向開(kāi)關(guān)前置的單相PFC電路較好地解決了單相不控整流電路功率因數(shù)低下的問(wèn)題。

1 單相不控整流電路的結(jié)構(gòu)及仿真分析

對(duì)于在單相不控整流電路中，如果負(fù)載等效為一個(gè)純電阻，則輸入功率因數(shù)為1。但通常情況下負(fù)載幾乎不可能為純電阻，這時(shí)電路的輸入電流波形就會(huì)發(fā)生畸變。下面結(jié)合圖1所示的大電容濾波的單相不控整流電路的結(jié)構(gòu)，對(duì)該電路進(jìn)行仿真分析。仿真參數(shù)設(shè)置如下：輸入相電壓有效值US=220V，輸出濾波電容C=1500μF,負(fù)載R=20Ω。輸入相電壓相電流波形如圖2所示，仿真測(cè)量的功率因數(shù)值如圖3所示。通過(guò)仿真結(jié)果可以看出：這種電路具有功率因數(shù)低，輸入電流的波形畸變程度大，輸入諧波電流含量嚴(yán)重超標(biāo)的缺點(diǎn)。

2 單向開(kāi)關(guān)前置的單相PFC電路結(jié)構(gòu)及工作狀態(tài)分析

單向開(kāi)關(guān)前置的單相PFC電路的結(jié)構(gòu)如圖2所示。和單相不控整流電路的區(qū)別在于增加了單向開(kāi)關(guān)S1和電感L,用來(lái)完成功率因數(shù)校正功能,其中單向開(kāi)關(guān)S1由VD5、VD6和VT1組成。整流部分由VD1、VD2、VD3、VD4構(gòu)成，C起儲(chǔ)能和輸出濾波的作用，R1為負(fù)載。

(2)單向開(kāi)關(guān)前置的單相PFC電路工作狀態(tài)分析

在連續(xù)導(dǎo)通模式下，對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管的一個(gè)高頻周期各段時(shí)間的等效電路如圖3所示。其中工作狀態(tài)1和工作狀態(tài)2是工頻正半周時(shí)的情況，工作狀態(tài)3和工作狀態(tài)4是工頻負(fù)半周時(shí)的情況，后兩個(gè)狀態(tài)只是前兩個(gè)狀態(tài)在負(fù)半周的重復(fù)。為了分析方便，各二極管和開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通壓降看作零，C看作足夠大，保證輸出電壓恒定,RS為取樣電阻，其壓降忽略不計(jì)。下面詳細(xì)分析各工作狀態(tài)的工作情況。

工作狀態(tài)1：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，US處于正半周期，開(kāi)關(guān)管VT1導(dǎo)通，則圖3可等效為圖3(a)所示的電路，此時(shí)電源US給L充電,由于開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)高于工作頻率，可以看作電源電壓為恒定值，則L上的電iL流逐漸增加；同時(shí)輸出濾波電容C放電，給負(fù)載提供能量。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為(1)式。

工作狀態(tài)2：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，US處于正半周期,開(kāi)關(guān)管VT1關(guān)斷，則圖1可等效為圖3(b)所示的電路，此時(shí)，電源US一邊給C充電，一邊給負(fù)載提供能量。C兩端的電壓逐漸上升。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為(2)式。

工作狀態(tài)3：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，US處于負(fù)半周期，開(kāi)關(guān)管VT1導(dǎo)通，則圖3可等效為圖3(c)所示的電路，此時(shí)電源US給L反向充電，iL的實(shí)際方向與圖示參考方向相反。由于開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)高于工作頻率，可以看作電源電壓為恒定值，則L上的電流iL反向逐漸增加；同時(shí)輸出濾波電容C放電,給負(fù)載提供能量。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為(3)式。

工作狀態(tài)4：在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，US處于負(fù)半周期，開(kāi)關(guān)管VT1關(guān)斷，則圖3可等效為圖3(d)所示的電路，此時(shí)，電源US處于負(fù)半周，iL的實(shí)際方向與圖示參考方向相反，US一邊給C充電，一邊給負(fù)載提供能量。儲(chǔ)能電容C兩端的電壓逐漸上升。這個(gè)時(shí)間段的電路微分方程為(4)式。

3 單向開(kāi)關(guān)前置的單相PFC電路仿真分析

按照上述理論分析，下面利用Matlab7.1中的Simulink6.0仿真軟件對(duì)電路進(jìn)行仿真，假定參數(shù)設(shè)置如下：US=220V，初級(jí)電感L=1×10-3H，輸出儲(chǔ)能電容C=1500μF，開(kāi)關(guān)管的工作頻率為fS=50kHz，負(fù)載R1=80Ω。仿真結(jié)果如下:

系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，輸入電壓電流波形如圖4所示?？梢钥闯鲎儞Q器輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓的波形。為了便于比較,圖中交流電壓US幅值是原來(lái)的1/20，每一格代表20V，電流的單位是A。

功率因數(shù)的曲線如圖7所示，從圖中可以看出在0.15秒以前電路處于非穩(wěn)定狀態(tài)，功率因數(shù)有較大跳變，在0.15秒以后電路進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)，功率因數(shù)可以接近1。

為了清楚起見(jiàn)，仿真試驗(yàn)還對(duì)輸入相電流信號(hào)進(jìn)行了傅立葉分析,其基波和各次諧波的數(shù)值如圖8所示。從圖中可以清楚的看到，三次諧波的幅值已經(jīng)降到很低的程度，其它5次、7次、9次、11次和13次…諧波電流也大幅度下降。圖中SXZL直方圖表示大電容濾波的三相不控整流電路的輸入電流諧波分布，PFC直方圖表示基于移相電抗器的三相無(wú)源功率因數(shù)校正后的電流諧波分布，IEC直方圖表示IEC61000-3-2標(biāo)準(zhǔn)中A類標(biāo)準(zhǔn)對(duì)電網(wǎng)諧波的要求。

4 結(jié)束語(yǔ)

單向開(kāi)關(guān)前置的單相PFC電路可以實(shí)現(xiàn)輸入電流連續(xù)導(dǎo)通模式，減小了電流應(yīng)力，使儲(chǔ)能電容兩端的電壓得到抑制。通過(guò)優(yōu)化電路參數(shù)配置可以實(shí)現(xiàn)很高的功率因數(shù)，而且輸出電壓穩(wěn)定，輸出紋波電壓低，能夠獲得很好的輸出特性。