引言

　　近年來提出了一種新的高頻輸配電系統(tǒng)HFPDS(Highfrequencypowerdistributionsystem)，與傳統(tǒng)的直流配電系統(tǒng)不同的是，HFPDS采用高頻交流配電系統(tǒng)。它具有以下優(yōu)點：(1)系統(tǒng)簡單；(2)效率高；(3)可靠性高；(4)成本低。由于輸出頻率比較高，無法采用SPWM等控制方法，所以目前的高頻輸出逆變器多為方波或準方波輸出，然后通過諧振濾波網(wǎng)絡得到高頻正弦波。本文分析了變換器的工作原理，軟開關實現(xiàn)條件和諧振濾波電路的設計。

　　圖1高頻輸出不對稱半橋逆變器

　　圖2不對稱半橋逆變器的關鍵波形

　　圖1為高頻輸出不對稱半橋逆變器拓撲，由不對稱半橋變換器、四階諧振濾波網(wǎng)絡和高頻變壓器構成。圖2為高頻輸出不對稱半橋逆變器的關鍵波形。不對稱半橋逆變器在一個開關周期中可以分成6個不同的工作時段。當不對稱半橋逆變器帶阻性負載時，諧振濾波器設計為感性，使輸出電壓超前串聯(lián)諧振支路的電流，實現(xiàn)所有開關管軟開關。為了分析方便，在不影響分析結果的前提下，做如下假設：①所有開關管、電感、電容、變壓器均為理想器件；②諧振濾波器濾波能力足夠，輸出電壓的頻率與開關管頻率相同。各開關狀態(tài)的工作情況描述如下：

　　(1)工作模態(tài)1[t0---t1]

　　t0時刻，開關管Q2關斷。因為負電流is的存在，C1放電，C2充電，一旦C1端的電壓為零時，負諧振電流is使得D1導通。在死區(qū)時間內必須有足夠的能量將C1中能量抽走。

　　(2)工作模態(tài)2[t1---t2]

　　在t1時刻開通Q1，則開關管Q1為零電壓開通。此時D1和Q1同時導通。

　　(3)工作模態(tài)3[t2---t3]

　　到t2時刻，電流為零。此時以后輸入電壓加在諧振濾波器的輸入端，使電流is正向流動，給負載供電。

　　(4)工作模態(tài)4[t3---t4]

　　在t3時刻，開關管Q1關斷，因為寄生電容的存在，開關管Q1相當于軟關斷。由于電流為正，此時C1充電，C2放電。一旦C2端的電壓為零時，正諧振電流is使得D2導通。此段時間內亦必須有足夠的能量抽走C2中的能量。

　　(5)工作模態(tài)5[t4---t5]

　　t4時刻，開通Q2，則開關管Q2為零電壓開通。此時D2和Q2同時導通。

　　(6)工作模態(tài)6[t5---t6]

　　到t5時刻，電流為零。此時以后諧振濾波器開始釋放能量，使電流is負向流動，給負載供電。

　　軟開關實現(xiàn)條件

　　不對稱半橋逆變器在死區(qū)時間內要有足夠的能量來抽走將要開通的開關管結電容或者外并電容上的電荷，并給另一個剛剛關斷的開關管結電容或者外并電容充電，則諧振濾波器必須設計為感性，即輸出電壓超前于串聯(lián)諧振支路的電流。這是實現(xiàn)功率開關管ZVS的必要條件。如果不滿足式(1)，那么就無法實現(xiàn)ZVS。開關管Q1和Q2之間的死區(qū)時間必須足夠長，才能使開關管結電容或者外并電容完全進行充放電。

(1)

　　式中，Lr為諧振濾波器的等效電感，I1為死區(qū)時間內的平均電流，Ci()為開關管的結電容或者外接電容。

　　諧振式濾波器分析

　　不對稱半橋變換器的輸出端vs(t)為準半方波，而輸出電壓波形THD要小于2%，則必須只有采用4階和高于4階的諧振式濾波器才能濾出THD小于2%的正弦波，同時為了減小濾波器體積，選擇4階諧振式濾波器。諧振式濾波器的作用有：(1)將輸出的準方波進行濾波，隔離直流分量，減小輸出電壓的諧波含量，使波形接近正弦波；(2)在阻性負載的情況下，使得輸出電壓超前于串聯(lián)諧振支路的電流，從而實現(xiàn)全橋開關管的ZVS。設計諧振式濾波器的Ls、Cs的諧振頻率等于開關頻率，Lp、Cp的諧振頻率高于開關頻率。為了分析方便，將Lp分解為Lp1和Lp2，其中Ls和Cs在開關頻率處串聯(lián)諧振，Lp1和Cp在開關頻率處并聯(lián)諧振，等效電路圖如圖3所示。

　　圖3串并聯(lián)諧振式濾波器等效電路圖

　　不對稱半橋變換器的輸出端vs(t)經(jīng)傅立葉分解得到(2)式。

　　(2)

　　其中

　　Vin為直流母線電壓，D為開關管Q1的占空比，為基波角頻率。

　　不對稱半橋變換器的輸出端vs(t)經(jīng)諧振濾波器濾波后得基波電壓，即輸出電壓的有效值為：

　(3)

　　輸出電壓與輸入電壓之比和開關管Q1的占空比D的關系如圖所示。

　　圖4輸出電壓與輸入電壓之比和D的關系

　　相對于基波來說，諧振濾波器為感性。按傳統(tǒng)的串并聯(lián)諧振濾波器設計在基波頻率下完全諧振的Ls、Cs和Lp1、Cp；再通過軟開關實現(xiàn)條件設計電感Lp2。

　　仿真結果

　　為了驗證本方案的可行性，對此逆變器進行了仿真驗證。仿真數(shù)據(jù)如下：輸入電壓Vin=510V，輸出電壓Vo=500V，輸出電壓頻率為118kHz、Ls=88μH、Cs=20nF、Ls=20μH、Cp=70nF、開關頻率fs=118kHz、變壓器初次級變比

　　圖5輸出電壓vo、濾波器串聯(lián)支路的電流is波形

　　圖6的驅動電壓波形vGS和vDS波形

　　圖7的驅動電壓波形vGS和vDS波形

　　圖8輸出電壓THD分布圖

　　圖5為阻性負載下的輸出電壓vo和諧振濾波器串聯(lián)支路的電流is波形。圖6為阻性負載情況下的Q1的驅動電壓波形vGS及其DS端的電壓vDS波形，在驅動電壓vGS變?yōu)檎龝r，MOS管的vDS已經(jīng)為零，此時開關管的開通是零電壓開通。而當開關管關斷時，其結電容限制了vDS的上升速率，因此開關管近似零電壓關斷，由此說明了開關管實現(xiàn)了ZVS。圖7為阻性負載情況下的Q2的驅動電壓波形vGS及其DS端的電壓vDS波形。

　　結論

　　本文研究了不對稱半橋軟開關高頻輸出逆變器，詳細分析了不對稱半橋逆變器的工作原理，軟開關實現(xiàn)條件和諧振濾波器的設計。實驗表明，此方案能夠輸出THD小于3%的高頻交流正弦波，在典型負載為阻性時，從空載到滿載范圍內實現(xiàn)零電壓開關，效率高，適用于小中功率高頻交流電輸出場合。