摘要 SG3525是一款單片集成PWM控制芯片。文中以SG3525為控制核心，運用高頻逆變、軟開關和電容補償等技術，設計了一種具有過流保護功能的非接觸式小功率電能傳輸系統樣機。經實驗表明，該系統原、副邊距離為1 mm時，電能傳輸效率可達到78.9%，實現了能量的高效傳輸。

傳統的電能傳輸，主要通過導線進行傳輸，電源與負載之間需直接物理接觸。在日常生活中，隨著用電設備的增加，直接的物理接觸既不方便又增加了用電的安全隱患。另外，隨著人工器官以及水下探測裝置的發(fā)展，非接觸充電成為一種迫切的需求。

由于非接觸式電能傳輸屬于松散耦合，電能傳輸效率較低。一般采用高頻逆變電路，通過提高頻率來提高傳輸效率。在高頻逆變電路中，許多控制芯片價格昂貴，使用復雜。SG3525是美國硅通用半導體公司推出的一款用于驅動n溝道功率MOSFET的控制芯片，可通過調節(jié)相應參數設置頻率，并可調整死區(qū)時間。而且，芯片具有軟啟動端和關閉端，可實現過流保護功能。其外圍電路簡單，每片不足1元，被廣泛應用于開關電源，在非接觸式電能傳輸方面，應用較少。文中以SG3525為控制核心，設計了一種具有過流保護功能的非接觸式小功率電能傳輸系統。

1 系統拓撲及工作原理

非接觸式電能傳輸系統主要由能量發(fā)射和能量接收兩部分組成，系統拓撲如圖1所示。能量發(fā)射部分包括整流濾波、控制電路、逆變電路、原邊補償和原邊繞組，將電能轉化為磁能;能量接收部分包括副邊繞組、副邊補償和調節(jié)電路，將磁能轉化為電能。非接觸電能傳輸的工作原理是：工頻交流電經降壓，全橋整流電路，濾波電路變?yōu)榭晒┦褂玫闹绷麟姡ㄟ^高頻逆變電路產生高頻交變電流，完成了從低頻交流電到高頻交流電的轉換，產生的高頻交流電供給原邊線圈，從而在原邊線圈產生變化的磁場，副邊線圈通過感應耦合接收電能，經整流濾波等調節(jié)電路之后，即可向負載提供參數合適的直流電。

2 系統主要組成部分設計

由于工頻電頻率較低，使得非接觸電能傳輸的效率受到限制。逆變電路可以產生高頻交變電流，因而成為系統的重要組成部分。控制電路用以控制逆變電路的頻率，并通過接受檢測電路的反饋信號，實現對系統的保護。

2.1 控制電路設計

控制電路用來產生高頻PWM(Pulse Width Modulation)信號，以控制相應開關管的導通，從而實現DC—AC的轉換。本設計以SG3525作為控制核心，SG3525是一款性能優(yōu)良、功能齊全和通用性強的單片集成PWM控制芯片，簡單可靠，輸出驅動為推拉輸出形式，增強了驅動能力;內部含有欠壓鎖定電路、軟啟動控制電路、PWM鎖存器，頻率可調，并可限制最大占空比，外圍電路設計如圖2所示。

在1腳和9腳間通過連接電阻、電容，可構成PI調節(jié)器，補償系統的幅頻和相頻響應特性。8腳外接電容C3，由內部50μA的恒流源進行充電，實現軟啟動功能。10腳接反饋信號，正常工作時為低電平。當輸入為高電平時，8腳的外接電容開始放電，SG3525停止工作。當10腳恢復低電平時，8腳充電，芯片再次工作。

系統的輸出頻率與5腳外接電容C1，6腳外接電阻R3和死區(qū)電阻R4相關，調節(jié)其參數可產生100～400 kHz的矩形波。通過調節(jié)死區(qū)電阻R4，可調節(jié)死區(qū)時間。頻率

，其中，0.001μF≤C1≤O.2μF;2 kΩ≤R3≤150 kΩ;R4≤500 Ω。

設計選擇R4=100 Ω，C1=0.01μF，R3=2 kΩ，計算可得頻率為58.8 kHz，在11和14腳輸出互補的脈沖波形，如圖3所示。

2.2 串聯全橋諧振逆變電路設計

逆變電路采用全橋逆變電路，驅動電路采用兩片IR2111。IR2111是功率MOSFET和IGBT專用柵極驅動集成芯片，外圍電路簡單，內置650 ns的死區(qū)時間，防止上下管直接導通。由SG3525的11腳和14腳輸出的互補脈沖信號分別輸入兩片IR2111的信號輸入端，如圖4中A、B。每片IR2111可產生兩路反相的脈沖信號，即可控制全橋逆變電路Q1、Q2、Q3、Q4的導通和關閉。

在全橋逆變電路中，由于頻率較高，開關器件損耗較大。為降低開關損耗，需采用軟開關技術，如圖4中，通過L1和C12的諧振，對功率MOSFET的開關軌跡進行整形，以實現零電壓或零電流關斷，從而降低開關損耗。

2.3 過流保護電路設計

在全橋諧振逆變電路中，串接電流采樣電阻，如圖4中的R12。通過測量采樣電阻上的電壓，可實現對電路中電流的采樣。將采集到的電壓反饋到控制芯片SG3525，從而實現電路的過流保護，如圖5所示。由于采的電壓較小，因此需經運算放大器進行放大，放大后的電壓與參考電壓進行比較，比較結果輸入到SG3525的10腳。經放大后的采樣電壓若小于參考電壓，則輸出低電平;若大于參考電壓，則輸出高電平，使SG3525關斷，實現過流保護功能。

3 系統其他部分的設計

3.1 原副邊電容補償的分析

非接觸電能傳輸系統中變壓器原、副邊相互分離，耦合系數較小，變壓器的耦合方式屬于松散耦合。在這種情況下，變壓器的傳輸效率較低，為提高變壓器的功率傳輸能力，盡量減少系統消耗的無功功率，一般采用補償容抗來平衡電路中的感抗。電容補償有串聯補償和并聯補償兩種。由于補償方式的不同，補償效果也不盡相同。

由于變壓器屬于松散耦合，需采用耦合電感模型分析。以下以原、副邊電容串聯補償為例進行分析，耦合電感模型如圖6所示。

副邊到原邊的反射阻抗

表1列出了在諧振頻率下，副邊采用電容串、并聯補償時在原邊的反射阻抗。從表1可看出，副邊在電容并聯補償時，在原邊的反射阻抗非純電阻，原邊設計較復雜。因此本設計采用原、副邊串聯電容補償方式。

3.2 松耦合變壓器設計

(1)耦合器的選擇。單純的線圈，電感值較小，可通過將線圈繞制在鐵芯材料上來提高電感值。耦合器的形狀取決于鐵芯結構的形狀，常見的鐵芯結構有U型，E型，RM型，EI型，它們的感應特性不盡相同。選擇合適的磁芯結構和材料，可提高系統的傳輸效率。為減小磁芯損耗，應選擇高磁導率、小矯頑力、高飽和磁感應強度的磁芯材料。本設計選用常用的EE型鐵氧體磁芯。

(2)線徑的選擇。線圈繞制在鐵芯材料上，在通過高頻交變電流時，會發(fā)生“集膚效應”，使高頻交流電阻大于直流電阻，且交變頻率越高，穿透深度越小。為保證高頻電流完全穿透導線，導線的直徑不應大于兩倍的穿透深度。穿透深度

，銅導線的電導率γ=5.8× 107s·m-1，磁導率μ=4π×10-7H·m-1，當開關頻率為60 kHz時，帶入公式可得△=0.27 mm，所以銅導線直徑應0.54 mm。由于功率較小，導線的電流密度可取J=3×10-6A·m-2，電流有效值取I=1 A，則導線的截面積

。由此，可選取線徑為0.5 mm的銅導線雙股并繞。

4 系統實現及性能測試

設計以SC3525為控制核心，設計工作頻率為58.8 kHz，實測頻率為56.7 kHz，驅動芯片為IR2111，開關管選用IRF540n，磁芯為軟磁鐵氧體磁芯EE42，線圈選用線徑為0.5 mm的銅導線雙股并繞，原邊繞制20圈，電感值為47.9μH，副邊繞制21圈，電感值為50.8μH。

系統輸入直流電壓15 V，負載為100 Ω電阻，原、副邊間距為1mm時，測得：副邊電流0.15 A，原邊電流0.19 A，經計算可得，功率傳輸效率為78.9%。當原、副邊間距為3 mm時，功率傳輸效率為53.7%。隨著距離的增加，功率傳輸效率將降低。當原、副邊間距為7 mm時，功率傳輸效率較低，視為系統停止工作。

5 結束語

實驗結果表明，設計的以SG3525為控制核心的小功率非接觸式電能傳輸系統簡單可靠，可實現電能的高效傳輸。若將接收到的電壓經整流濾波和穩(wěn)壓管7805后，供給單節(jié)鋰電池管理芯片TL4906，即可實現對單節(jié)鋰電池的無線充電。