推挽工作過程需要一個平衡電路，每個開關(guān)管的漏極均與一個雙股扼流電感相連，采用這樣的結(jié)構(gòu)有利于磁通的平衡。

　　綜合考慮最大輸出功率和最壞工作條件，Vdd應取為125V。這樣，每個開關(guān)管將提供125W的輸出功率，與1400pF的輸出電容Cos并聯(lián)的漏極阻抗為90歐姆?？梢圆捎迷黾臃至髌骰虼?lián)電感的方法對輸出電容進行補償。由于已經(jīng)在開關(guān)管的漏極上采用了雙股扼流電感，因此輸出電容補償措施可以考慮采用串聯(lián)補償電感。

　　為了使漏極阻抗呈純阻性，應當在開關(guān)管的漏極上串聯(lián)電感。Rp可以通過公式（2）計算得到，而Cos是Vdd的反函數(shù)。計算出Rp和Xcos之后，選取適當?shù)卮?lián)電感，可以實現(xiàn)共扼匹配，如圖2所示。其中，Cop與并聯(lián)輸出阻抗Cos有關(guān)。

　　通過公式（2）可以計算出Rp等于90歐姆，輸出電容為125pF。在50MHz頻率下，電抗Xcos為－j25.4歐姆。由此可以算出Rs為6.6歐姆，而所需的最優(yōu)取值為6.25歐姆。這就需要將漏極電壓稍稍調(diào)低或者將輸出功率

　　稍稍調(diào)高即可獲得所需的最優(yōu)取值。但是，在實際工作過程中，如果不能通過調(diào)整漏極電壓或輸出功率的方法獲得所需的串聯(lián)等效阻抗值，可以考慮在開關(guān)管上并聯(lián)一個電容以增大Cos的取值，這樣Ls的取值也將相應的變化。增大Ls使Xcos過補償可以增大有效Rs值。如果在負載端增加一個分流電容，可以增大有效Rs值。圖3中的電容C8就是這個分流電容。這樣，電感、分流電容和輸出電容就構(gòu)成了一個π形網(wǎng)絡(luò)。

　　盡管功率放大器的DC非常高，但是由于工作頻率高達50MHz，MOSFET的輸入電容將使其輸入阻抗呈現(xiàn)射頻短路狀態(tài)。雖然可以通過增加匹配網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)阻抗匹配，但是匹配網(wǎng)絡(luò)的Q值將很高，其成本也將大大提高。最適宜的方法是采用一個簡單的電感網(wǎng)絡(luò)來控制變換過程。

　　輸入阻抗在功率放大器工作過程中并不是固定不變的，由于密勒電容效應的作用，輸入阻抗的變化范圍將相當大。

　　圖3是50MHz/250W功率放大器的電路原理圖。門極匹配通過變壓器和調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)。變壓器可以提供推挽結(jié)構(gòu)所需的平衡輸入。推挽結(jié)構(gòu)可以使單個MOSFET的有效輸入阻抗增大約四分之一。注意，變壓器次級不能懸空，應通過接地電阻接地。輸出電路采用前面提到的串聯(lián)補償方法，大電感用于獲得滿意的輸出電阻匹配效果，電容C8是輸出電感網(wǎng)絡(luò)的分流電容。T2是雙股環(huán)形分流扼流電感，該電感位于L2/L3補償扼流電感的低阻抗端，射頻電壓對它的影響很小，因此不會飽和。輸出耦合電容需要承擔射頻電流，因此需要采用表面積較大的型號。