圖 6 RMS 噪聲與輸出電壓的關(guān)系

因此，放大參考噪聲被降至(1 + R1/R2) × VN(REF) × GRC，則方程式5變?yōu)椋?/p>

在現(xiàn)實(shí)世界中，所有控制信號(hào)電平均依賴(lài)于頻率，包括噪聲信號(hào)在內(nèi)。如果誤差放大器帶寬有限，則高頻參考噪聲 (VN(REF)) 通過(guò)誤差放大器濾波，其方式與使用 RC 濾波器類(lèi)似。但在實(shí)際情況下，誤差放大器往往具有非常寬的帶寬，因此 LDO 器件擁有非常好的電源紋波抑制 (PSRR) 性能，其為高性能 LDO 的另一個(gè)關(guān)鍵性能參數(shù)。為了滿足這種矛盾的要求，IC 廠商選擇使用寬帶寬誤差放大器，以實(shí)現(xiàn)最佳低噪聲 PSRR。如果低噪聲也為強(qiáng)制要求，則這樣做會(huì)帶來(lái) NR 引腳功能的使用。

典型電路中參考噪聲的控制

放大參考噪聲

TI TPS74401 LDO 用于測(cè)試和測(cè)量。表 1 列出了常見(jiàn)配置參數(shù)。請(qǐng)注意，為了便于閱讀，TPS74401 產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)的軟啟動(dòng)電容器 CSS 是指降噪電容器 CNR。

表 1 設(shè)置參數(shù)

首先，使用一個(gè)可忽略不計(jì)的小 CNR，研究放大器增益的影響。圖 6 顯示了 RMS 噪聲與輸出電壓設(shè)置的對(duì)比情況。如前所述，主要噪聲源 VN(REF) 通過(guò)反饋電阻器 R1 和 R2 的比放大。我們將方程式 7 修改為方程式 8 的形式：

其中，VN(Other)為所有其它噪聲源的和。

如果方程式 8 擬合y=ax + b的線性曲線，如圖 6 中紅色虛線所示，則 VN(REF)(斜率項(xiàng))可估算為 19 µVRMS，而 VN(Other)(y 截距項(xiàng))為 10.5 µVRMS。正如在后面我們根據(jù)“降噪(NR)引腳效應(yīng)”說(shuō)明的那樣，CNR 的值為 1pF，目的是將 RC 濾波器效應(yīng)最小化至可忽略不計(jì)水平，而 GRC 被看作等于 1。在這種情況下，基本假定 VN(REF) 為主要噪聲源。

請(qǐng)注意，當(dāng)　OUT　節(jié)點(diǎn)短路至 FB 節(jié)點(diǎn)時(shí)噪聲最小，其讓方程式 8 的放大器增益(1 + R1/R2)等于1(R1=0)。圖 6 顯示，該最小噪聲點(diǎn)約為 30 µVRMS。

抵銷(xiāo)放大參考噪聲

本小節(jié)介紹一種實(shí)現(xiàn)最小輸出噪聲配置的有效方法。如圖 7 所示，一個(gè)前饋電容器 CFF 向前傳送(繞開(kāi))R1 周?chē)妮敵鲈肼暋＿@種繞開(kāi)或者短路做法，可防止在高于 R1 和 CFF 諧振頻率 fResonant 時(shí)參考噪聲因誤差放大器增益而增加，其中：

輸出噪聲變?yōu)椋?/p>

圖 7 使用噪聲最小化前饋電容(CFF) 的 LDO 拓?fù)?/p>

圖 8 顯示了RMS噪聲相對(duì)于前饋電容 (CFF) 和不同輸出電壓設(shè)置的變化。請(qǐng)注意，每個(gè) RMS 圖線上各點(diǎn)代表上述電路狀態(tài)下整個(gè)給定帶寬的完整噪聲統(tǒng)計(jì)平均數(shù)。正如我們預(yù)計(jì)的那樣，所有曲線朝 30 µVRMS 左右的最小輸出噪聲匯集;換句話說(shuō)，由于 CFF 效應(yīng)，噪聲匯聚于 VN(REF) + VN(Other)。

圖 8 前饋電容對(duì)噪聲的影響

圖 8 對(duì)此進(jìn)行了描述。CFF 值大于 100nF時(shí)，方程式 8 中1 + R1/R2 的放大器增益被抵銷(xiāo)掉。出現(xiàn)這種情況的原因是，盡管低頻噪聲未被 CFF 完全抵銷(xiāo)，但是低頻噪聲對(duì) RMS 計(jì)算的總統(tǒng)計(jì)平均數(shù)影響不大。為了觀察 CFF 的實(shí)際效果，我們必需查看噪聲電壓的實(shí)際頻譜密度圖(圖9)。圖9表明，CFF=10µF 曲線的噪聲最小，但是某些頻率以上時(shí)所有曲線均接近于這條最小噪聲曲線。這些頻率相當(dāng)于由 R1 和 CFF 值決定的諧振極點(diǎn)頻率。R1 等于 31.6 kΩ 時(shí)計(jì)算得到的 CFF值，請(qǐng)參見(jiàn)表 2。

表 2 計(jì)算得諧振頻率

圖 9 表明，50 Hz 附近時(shí)，CFF=100 nF 曲線轉(zhuǎn)降。5 kHz 附近時(shí)，CFF=1 nF 曲線轉(zhuǎn)降，但是 CFF=10 pF 時(shí)諧振頻率受 LDO 噪聲總內(nèi)部效應(yīng)影響。通過(guò)觀察圖 9，我們后面均假設(shè) CFF=10µF 最小噪聲。

圖 9 各種 CFF 值的輸出頻譜噪聲密度

降噪 (NR) 引腳的效果

在 NR 引腳和接地之間使用 RC 濾波器電容(CNR)時(shí)，GRC 下降。圖 10 表明 RMS 噪聲為 CNR 的函數(shù)(參見(jiàn)圖 5)。稍后，我們將在第三段“其它技術(shù)考慮因素”中說(shuō)明這兩條曲線的差異。