輸出電壓相對于電壓參考的短期變化即為噪聲。參考電壓噪聲一般發(fā)生在以下兩個頻段：短期噪聲在0.1Hz~10Hz，寬帶噪聲在10Hz~1kHz。由于噪聲電壓一般與參考電壓成正比，故常用每百萬分之一 (ppm) 來表示噪聲，并借此使每百萬分之一值恒定。能隙（或帶隙）電壓參考具有介于3ppm~16ppm之間的噪聲電壓，但埋入式齊納電壓參考的噪聲更低，介于0.1ppm~0.5ppm之間。噪聲隨參考電流的增加而減小，但增加參考電流并不是大多數(shù)電壓參考的選項。因此，改進噪聲性能的有效途徑是采用外部噪聲濾波器。濾波器可有效地減少噪聲：噪聲帶寬減少100倍可使噪聲減少10倍。

　　圖1a所示電路給出了一種典型的電壓參考濾波器，其中負載電流流過R₁，在R₁上產(chǎn)生壓降。R₁C₁提供濾波功能，但R₁上壓降所導致的調(diào)整損失要求使用一個額外的緩沖器（圖1b）。緩沖器最多可將流過R₁的電流減小至1 nA。當用戶能用50Ω的R₁及一個陶瓷電容來進行噪聲濾波時，R₁上的壓降為0.05mV，可忽略不計。當C₁為陶瓷電容且假設低頻截斷點足以獲得所需性能時，則采用圖1所示的電路。由于緩沖器也會給參考電壓帶來噪聲，故將其配置成帶有可消除其內(nèi)部噪聲截斷點的低通濾波器。

　　當濾波器的-3dB截斷點較低時，此電路配置會有一些問題。由于其壓降限制了參考電壓的精度，因此不能無限制地增加R₁。您不能使用陶瓷電容，因為其容積效率有限，故應選擇一個鉭或鋁電解電容。但此類電容又具有明顯的泄漏電流（為其工作電壓與溫度的函數(shù)），因此電容泄漏電流I_CL會流過R₁而造成可破壞調(diào)整效果的壓降。

　　圖2 所示電路可解決此電阻問題。將R₁包括進反饋回路中，可通過除以大約134 dB的運放增益而減小R₁上壓降所產(chǎn)生的影響。這樣，電容泄漏電流的作用即可忽略不計。R₁上壓降從輸出電壓擺幅中扣除，但如果負載電流小于10 mA的運放輸出電流能力，則壓降小于0.5V。由運放偏置電流所造成的R₂兩端的壓降非常關鍵，因為它會增加參考電壓的誤差。當R₂為2 kΩ時，其壓降為2mV（1nA輸入偏置電流）；如果此壓降太大，則減小R₂值。

　　濾波器位于運放輸出端，因此-3dB截斷點為1/2pR₁C₁的低通濾波器可減小電壓參考及運放的噪聲。R₂C₂網(wǎng)絡通過在波特圖上增加一個零點來確保穩(wěn)定性。R₂C₂網(wǎng)絡可引起噪聲增益尖峰，因此用戶應通過保持R₂C₂=2R₁C₁關系來減小放大器噪聲增益尖峰。C_1A可以是一個自諧振頻率較低的鋁電解電容；因此，可將陶瓷電介質(zhì)電容C_1B與C_1A并聯(lián)以保持較低的總電抗。只要保持峰值關系，此濾波器即可驅(qū)動高電容值負載（將負載認為是C₁的一部分）。