在恒壓階段，輸出電壓通過開關控制進行調節(jié)，通過跳過開關周期得以維持。調節(jié)使能與禁止周期的比例能維持輸出電壓的穩(wěn)定，同時也可以使轉換器的效率在整個負載范圍內得到優(yōu)化。在輕載(涓流充電)條件下，還可以降低電流限流點以減小變壓器磁通密度，降低音頻噪音和開關損耗。隨著負載電流的增大，電流限流點也將升高，跳過的周期也越來越少。

　　當不再跳過任何開關周期時(達到最大功率點)，LinkSwitch-II內的控制器切換到恒流模式。當需要進一步提高負載電流時，輸出電壓將隨之下降。輸出電壓的下降反應到FB引腳電壓上，作為對FB引腳電壓下降的響應，開關頻率將線性下降，以實現恒流輸出。

　　采用AC市電輸入時，防火、可熔、繞線式電阻RF1提供故障保護，并限制啟動期間產生的浪涌電流。由L1、C1和C2組成的π型濾波器對整流電壓進行平滑，并衰減差模傳導EMI噪聲。

　　D5、R2、R3和C3組成RCD-R箝位電路，用于限制漏感引起的漏極電壓尖峰。電阻R3的值較大，用于避免漏感引起的漏極電壓波形振蕩，這樣可防止關斷期間的過度振蕩，從而降低傳導EMI。PI的變壓器E-shield技術將進一步降低EMI，該技術是在主繞組和磁芯之間添加一個繞組，用來屏蔽磁芯的電容耦合。此屏蔽繞組位于端接點4和T1的NC之間。

　　設計中可能具有最差制造容差的元件是變壓器。不過，在初級勵磁電感過高或過低時，轉換器將通過調節(jié)振蕩器頻率自動對此進行補償。由于這個控制器用于在非連續(xù)導通模式下工作，因此輸出功率與設定初級電感直接成正比，并可通過調節(jié)開關頻率對其容差進行完全補償。
　　二極管D7對次級進行整流，C7用來濾波。D7使用40V肖特基勢壘二極管，以便提供更高的效率。如果可以接受較低的效率，則可以使用1A PN結型二極管以降低成本。C6和R7用來限制D7上的瞬態(tài)電壓尖峰，并降低傳導及輻射EMI。本設計采用了很多EMI濾波和屏蔽措施，能以較大裕量輕松滿足EN55022 B級標準。

　　電阻R8和齊納二極管VR1形成輸出假負載，可以確?？蛰d時的輸出電壓處于可接受的限制范圍內。集成的齊納二極管用于限制電池自放電，但如果沒有此要求，則可省去該元件。 反饋電阻R5和R6被用來設定最大工作頻率與恒壓階段的輸出電壓。

　　D6、R4和C5形成U1的可選偏置電源，這樣可以對U1進行低壓供電，從而使EPS的空載功耗達到30mW。如果省去這些元件，U1將從高壓初級側獲取電源，此時空載功耗最高將升至200mW，但仍符合能源之星EPS V2.0規(guī)范。如果不要求達到超低空載功耗，在可省去偏置電路，以進一步降低成本。

　　C4的作用是對U1進行去耦并控制輸出電纜補償功能。這種補償方式可以確保在恒壓模式下以及整個負載范圍內向電纜末端提供恒壓輸出，但隨著轉換器負載從空載增大至峰值功率點(恒壓與恒流之間的切換點)，它將通過增大反饋引腳參考電壓對輸出電纜上的壓降進行補償?？刂破鲃t根據狀態(tài)調節(jié)器的輸出來決定輸出負載以及相應補償的程度。

　　1μF的值對應對一條0.3 Ω、24 AWG USB輸出電纜的補償。(10 μF電容對0.49 Ω、26 AWG USB輸出電纜進行補償。)

　　圖2描述了25℃條件下對整個輸入電壓范圍內的輸出電壓及電流的嚴格控制。圖2中所示的LinkSwitch-II的輸出容差是以P/G封裝在0℃至100℃的結溫度范圍內指定的。

25℃條件下隨輸入電壓變化的典型CV/CC特性曲線。

　　LinkSwitch-II內所集成的多項控制和保護功能化解了開關電源設計中常見的難題，并能確保在大批量生產中保持其性能的一致性。設計支持包括參考設計套件和應用支持，這些都可以在網站www.Powerint.com中找到。LinkSwitch-II為低功率外部電源在性能、效率和成本方面設立新基準。