這種電源的大多數(shù)電路與采用次級調(diào)節(jié)的電源相同，但反饋回路完全不同。

如前所述，反饋來自對FPS供電的同一個變壓器繞組。該電壓經(jīng)D3整流，加在產(chǎn)生芯片VCC的R2/C7，以及對反饋電壓進行濾波的R4/C4上。一般來說，反饋信號也可取自C7。但由于需要相當大的電容來支持啟動電流消耗，最好采用具有不同時間常數(shù)的附加通道。齊納二極管D7為用作誤差放大器的Q1提供基極電流。如果VCC和輸出電壓同時增大，該晶體管的基極電流也將增大，而這會降低FPS反饋引腳上的電平，這類似于采用光耦合器反饋的電源。

至此，電源還工作在恒壓模式，如何將其變成電流源呢？如果分析連續(xù)導通模式下反激開關的輸出電流與峰值MOSFET電流之間的關系，就可知道：要得到恒定的輸出電流，峰值MOSFET電流必須與輸出電壓Vout成正比，與輸入電壓Vin成反比。在非連續(xù)導通模式下，漏電流必定與Vout的平方根成比例，并在理論上與Vin無關。

電源中所采用的FPS功率開關FSQ0170RNA有一個名為“ILim”的非同步輸入，這個輸入有助于構(gòu)造初級調(diào)節(jié)電流源，可以設置MOSFET的最大峰值漏電流。方法是在這個輸入引腳上接上一個電阻或從該引腳吸取一定的電流。如果電阻接在這個引腳上，峰值漏電流就不會超過某一設定值。

借助圖3可以解釋該電流源的原理。從圖中可清楚地看出，只需增加一些成本最低的無源部件，就可將這個恒壓PSR電源變成電流源。

采用初級調(diào)節(jié)實現(xiàn)的恒流輸出電源。

在該電路中，VCC繞組正負電壓都經(jīng)D5整流，且各自都經(jīng)一個R/C濾波電路(分別為R3/C5和R4/C4)進行濾波。經(jīng)過C4的正極部分正比于輸出電壓，而經(jīng)過C5的負極部分與電源的輸入電壓有關，相對于初級側(cè)接地為負。只要負載電流小，D7、R8、R9和Q1構(gòu)成的調(diào)節(jié)回路的工作方式與圖2中的一樣。與圖2不同的是，R8沒有連接到初級接地上，而是連接到C5的電壓負極。只要電源工作在電壓模式下，包括D7陰極的節(jié)點處電壓就幾乎等于Q1的基極電壓VBE，且只有很小的電流從引腳4流過R7。當負載電流增加，初級側(cè)的峰值電流也將增加，當達到主要由R5決定的初級側(cè)最大峰值電流時，輸出電壓開始下降，這也會使D7陰極的電壓下降；而流過R7的電流將會增加，這是MOSFET峰值電流進一步下降的結(jié)果。恰當選擇R7，這個峰值電流就能正比于輸出電壓，而輸出電流就幾乎是恒定的。R6用于補償輸出電流隨輸入電壓增加而產(chǎn)生的變化。在恒流模式時，Q1處于負偏置狀態(tài)，因而完全關斷。在恒壓電源中，這意味著出現(xiàn)了故障，VFB引腳上的電壓將增加到6V，器件將關斷。為了防止這種情況發(fā)生，在電路上增加了R10。

由于電流源的輸出電壓會隨負載顯著變化，因而VCC繞組的電壓也會顯著變化。因此，必須恰當選擇繞組匝比，使芯片電源電壓高于FPS在最小輸出電壓下的欠壓鎖定電平。由于VCC電壓范圍可能較寬，必須增加齊納二極管D6，以防止芯片進入過壓關斷狀態(tài)。

圖4：圖3所示電源的V-I特性。

圖3所示為LED鎮(zhèn)流器示意圖，能夠在歐洲市電輸入情況下輸出700mA標稱電流來驅(qū)動3到5個大功率LED。圖4所示為輸出特性，在極小負載電流下，電壓升得很高，這在PSR電源中很常見，在中等到較高電流范圍，電壓相當恒定。這個問題不是LED鎮(zhèn)流器的興趣所在，更重要的是，在恒流模式下負載電流在寬泛的輸出電壓范圍保持恒定。