對于連接在基準輸出的分壓電阻R131和R137，為了減小電流須選擇大阻值電阻。設計時需要考慮補償輸入電流和輸入電容造成的延遲(這個問題可以通過電容分壓解決)。由于輸出電容(C47)很大，需要選擇低ESR電容(鉭、OsCon、有機鋁電容等)。另外還要求電容具有極低的漏電流，應為漏電流(特別是在高溫情況下)會產(chǎn)生很大的損耗(對于一個16V Kemet T495 100μF電容，IL在25°C 時等于16μA，85°C時會達到160μA)。

　　控制電路

　　最常見的電源拓撲是電流模式脈寬調制(PWM)，通過改變脈沖寬度控制電感的充電電流。負載較重時，通過加大脈沖寬度使電感儲存更多能量(圖2)。負載較輕時，通過減小脈沖寬度降低電感儲能。對于低電流負載，電源工作在非連續(xù)模式，主要電流損耗源于電源本身。

圖2. 脈寬調制器(PWM)控制產(chǎn)生控制電壓(中線)和電感電流(底線)，以響應負載電流的變化(頂部)。

　　PWM最大的好處是固定頻率，簡化了EMI控制的電路設計，并可提高重載下的效率。其主要缺陷是在輕載或空載條件下相對電流損耗較大，因為調節(jié)器內部振蕩器工作在固定頻率(例如，UC3845在輕載下電流損耗為：Icc = 17mA)。圖3為UC3845主控制器電壓、電流反饋網(wǎng)絡的典型電流損耗。

圖3. PWM控制器(U41)利用光耦隔離產(chǎn)生變壓器次級到原級的反饋。

　　反饋網(wǎng)絡拓撲

　　電壓反饋由流過光電晶體管(光耦U45內部)到R135的電流提供，R135需要盡可能大，以降低功耗，但還必須保持光耦正常工作的電阻值。

　　電流反饋通過R134的壓降產(chǎn)生，為降低功耗，在該電壓和基準(VREF = 5V，第8引腳)之間采用R125、R133分壓，在ISENSE (第3引腳)端得到1V電壓。分壓電阻必須有足夠大的阻值，以降低功耗；但還必須注意電阻與C53形成的RC濾波器不會影響電流信號。消耗在R126和C46振蕩器元件的功耗是不可避免的，因為需要始終保持輸出電壓。

　　更新方案進一步降低功耗

　　對于基于UC38C41或MAX5021 PWM控制器和TLV431C或MAX8515A精密基準設計的電源來說，通過幾種渠道可以進一步降低功耗?？梢赃x擇合適的元件降低功耗。

　　誤差比較器

　　通常選擇TL431提供精密基準，但它不適合本設計，因為它所產(chǎn)生的電壓(VA-Kmin = VREF = 2.5V，加上U45 LED和R124的壓差)過于接近3.6V的輸出電壓。一種替代選擇是使用MAX8515并聯(lián)基準，其基準電壓僅為0.6V，在-40oC至+85°C溫度范圍內能夠保持1%的精度。對于低壓輸出應用，該款IC是最理想的選擇，因為它沒有上述高基準電壓的限制(基準電壓達到2.5V)。

　　該應用實例的另一選擇是TLV431C并聯(lián)型基準，可以從多家供應商獲得，能夠滿足基準要求：VREF = 1.24V，0oC至+70°C范圍可保持1%精度。分壓網(wǎng)絡電流固定在24μA，保證基準電流(溫漂0.5μA)對輸出電壓沒有明顯影響。另外，須保證輸入電容產(chǎn)生的信號延遲不會影響電路的正常工作。

　　PWM控制器

　　傳統(tǒng)的UC3845（圖3）控制器電流損耗大約為17mA (VFB和VSENSE = 0V)，對于本應用該電流過高，可以采用MAX5021代替。MAX5021的封裝為SOT23-6，在同類IC中尺寸最小。它還具有最低工作電流(1.2mA)，內置260kHz振蕩器，0.6V的VISENSE，可以直接由光耦輸入，其很多特性均可滿足該類應用的要求。其不足之處是欠壓保護門限10Voff/24Von不適合12V輸入的應用。另外，它具有極低的待機電流，非常適合高輸入電壓的場合。

　　最后可以考慮的一款IC是UCC38C41，其欠壓保護門限6.6Voff/7.0Von，典型電流損耗ICC = 2.3mA。電流檢測電路消耗電流100uA，光耦消耗電流530uA。為了維持光電晶體管電流，LED需要至少1mA電流。所得到的電源尺寸大約50x30mm，包括兩個光耦，一個用于控制環(huán)路反饋，另一個用于檢測輸入端的電池電壓。這個電源性能如下：

功率 = 3.6W；
輸入電壓范圍：10V至15V；
標稱輸入電壓Vin = 12V；
隔離(需要電流隔離)；
降壓型反激拓撲；
電壓和電流控制環(huán)路；
PWM控制模式；
開關頻率是250kHz；
最大輸出電流是1A；
輸出電壓是3.6V；
空載電流5.7mA。
　　測試結果