通信應(yīng)用中差分電路設(shè)計的相關(guān)技術(shù)
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圖3 有用的信號和噪聲
圖4是一個單端輸入單端運放的例子，可以看到中頻放大器、抗混疊濾波器、變壓器和ADC四個級各自的信號增益，輸入輸出3階截點功率，和引入噪聲的系數(shù)等指標(biāo)。單端信號利用無源變壓器在ADC前轉(zhuǎn)換為差分信號。這里要注意一下，假設(shè)ADC的終端匹配阻抗為200Ω，而由于前面各級都是50Ω的特征阻抗，所以將變壓器的阻抗比設(shè)為1:4。
如果把變壓器提前，將信號在運放前就轉(zhuǎn)換為差分信號，則單端運放換成差分運放，這樣即構(gòu)成全差分結(jié)構(gòu)。如圖5所示。
這里要講到級聯(lián)系統(tǒng)總體噪聲系數(shù)和輸入輸出三階截點的等效計算。當(dāng)考慮總體的噪聲系數(shù)時，第一級的影響最大；而考慮截點指標(biāo)時，最后一級的影響最明顯。
再考慮一下無雜散動態(tài)范圍與系統(tǒng)三階截點的關(guān)系，我們知道隨著輸入信號能量增加，三階交調(diào)失真和噪聲底剛好相等時，系統(tǒng)達(dá)到最大的SFDR，此時可以用這個式子來表示：SFDR = (2/3)(IIP3-NF-10log( TERMAL NOISE)。
于是我們可以算出剛才提到的兩種單端轉(zhuǎn)差分方式，總體產(chǎn)生的信號增益、三階截點、噪聲系數(shù)和無雜散動態(tài)范圍。從指標(biāo)上看相差不多，差分有源驅(qū)動的結(jié)構(gòu)總體失真和噪聲系數(shù)略高，但是SFDR性能也高一些。另外要注意，在單端無源轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)中，如果去掉中頻放大器，滿幅的參考輸入功率為6dBm，且抗混疊濾波器的設(shè)計是非對稱的結(jié)構(gòu)。而且整個設(shè)計要加入更多阻性匹配器件，這就要求前級驅(qū)動的能力要強，也就是說電流和功耗要大。另外，單端運放的偶次諧波，共模抑制，電源抑制問題也都會一定程度上影響整體系統(tǒng)的性能。
另一方面，在傳送數(shù)據(jù)時，可以一位一位地傳，也可以將其分割成符號進(jìn)行傳送，比如每個符號兩比特，然后將其分別對應(yīng)到4種相位上，之后再作用到載波上進(jìn)行傳送。這是一種很常見的調(diào)制模式，即QPSK。
通常情況，我們可以用星座圖來描述不同的調(diào)制方式，我們知道高階的調(diào)制可用于更高數(shù)據(jù)速率的收發(fā)器中，但同時需要更低的本振泄漏、更好功放線性度、更高的系統(tǒng)帶寬和解調(diào)器信噪比。一方面呢，ADI也在開發(fā)更高性能的產(chǎn)品以滿足客戶的需要，另一方面我們也要在系統(tǒng)設(shè)計時注意發(fā)掘問題的原理，并采用適當(dāng)?shù)姆椒ê图记杉右越鉀Q。
圖6中我們可以看出接收系統(tǒng)中的噪聲和諧波對誤差向量幅度EVM的影響。也就是說，解調(diào)出來的信號相對理想的星座圖位置會有所偏移，一般我們用誤差向量幅度來衡量，過大的誤差向量幅度會導(dǎo)致符號錯誤并惡化位出錯率。特別在高階調(diào)制方式時，符號之間的位置更近，對誤差向量幅度的要求更嚴(yán)格。
圖4 單端輸入單端輸出的例子
圖5 全差分結(jié)構(gòu)的例子
圖6 接收系統(tǒng)中的噪聲和諧波對誤差向量幅度EVM的影響
由此我們可以得出，更高階的調(diào)制有著更高的數(shù)據(jù)速率，同時也要有更好的EVM，而更好的EVM意味著較高的無雜散動態(tài)范圍SFDR，而SFDR又與信噪比、交調(diào)失真和各次諧波項相關(guān)。所以要提高以上這些性能指標(biāo)，采用平衡信號、差分結(jié)構(gòu)即可得到顯著改善。
總結(jié)
最后，對于好的射頻系統(tǒng)來講，主要關(guān)注的是如何提高對有用信號的敏感度，從而更好地將信號從噪聲、諧波和各種干擾中分離出來。而差分應(yīng)用的好處就在于更好的共模抑制、電源抑制、抗電磁干擾能力、更好的線性度以及同等條件下相對單端信號更大的動態(tài)范圍。無疑，差分結(jié)構(gòu)優(yōu)勢明顯，更多也更適合用于高性能的射頻系統(tǒng)。
本文引用地址：http://www.biyoush.com/article/179953.htm
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