摘要：電壓調(diào)整模塊（VRM）是針對(duì)微處理器等典型數(shù)據(jù)處理電路開(kāi)發(fā)的電源模塊。對(duì)VRM現(xiàn)在常用的拓?fù)溥M(jìn)行了回顧，指出了其存在的缺陷，從而引入準(zhǔn)方波整流電路，應(yīng)用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)的多通道交錯(cuò)并聯(lián)準(zhǔn)方波拓?fù)湓谳斎腚妷旱扔趦杀遁敵鲭妷簳r(shí)具有最優(yōu)的性能。但低輸入電壓引入了輸入濾波器過(guò)大等系統(tǒng)設(shè)計(jì)問(wèn)題。為此給出了高輸入電壓、隔離式準(zhǔn)方波電路的設(shè)計(jì)思路。分析表明，在結(jié)合磁集成技術(shù)后，這些隔離式準(zhǔn)方波拓?fù)渚哂邢喈?dāng)?shù)膽?yīng)用價(jià)值。

關(guān)鍵詞：直流/直流變換器；電壓調(diào)整模塊；準(zhǔn)方波；交錯(cuò)并聯(lián)；低壓/大電流

Research of Quasi Square Wave Rectification in Voltage Regulator Module(VRM)

SHEN Bo- xiu, QIN Hai- hong, GONG Chun- ying

Abstract:The microprocessors return to low voltage and high current. This imposes difficulties on voltage regulator module(VRM) design. With the review of VRM topologies, quasi square wave (QSW) rectification is presented in detail. Considering the steady state ripple cancellation and transient response, it is ideal for the interleaving QSW VRM to have an input voltage equal to twice the output voltage. However, the low voltage will introduce many problems, especially at the input filter. To solve this problem, high input voltage, fast VRMs with a transformer are proposed. It is expected to have good transient performance and high efficiency, when incorporating integrated magnetics technology.

Keywords:DC/DC converter; Voltage regulator module; Quasi square wave; Interleaving; Low-voltage/high-current 　

1 引言

電壓調(diào)整模塊（VRM）是分布式電源系統(tǒng)中的核心部件。它緊靠在需要供電的負(fù)載旁，可根據(jù)負(fù)載要求，提供經(jīng)嚴(yán)格調(diào)節(jié)的低輸出電壓、大電流，并具有快動(dòng)態(tài)響應(yīng)的電源[1,2]。

如圖1所示，現(xiàn)今VRM大多采用常規(guī)Buck或同步整流Buck拓?fù)?。為?yōu)化控制環(huán)參數(shù)設(shè)計(jì)，在整個(gè)負(fù)載變化范圍內(nèi)，Buck型拓?fù)湟话惆催B續(xù)工作模式(CCM)設(shè)計(jì)、選擇電路參數(shù)。為保證在大于Iomin的所有負(fù)載范圍內(nèi)，電感電流都能連續(xù)。輸出濾波電感L要滿足式（1）

L≥ (1)

式中：D為占空比；

Uin為輸入電壓；

Uo為輸出電壓；

Io為滿載電流；

fs為開(kāi)關(guān)頻率。

(a) 常規(guī)Buck拓?fù)? (b) 同步整流Buck拓?fù)?/p>

圖1 Buck拓?fù)?/p>

式(1)計(jì)算所得的電感值較大(典型值為2～4μH)，限制了功率級(jí)能量傳輸速度，負(fù)載瞬態(tài)變化所需要（或產(chǎn)生）的能量幾乎全部由輸出濾波電容提供（或吸收）。為使輸出電壓不致超出所允許的變化范圍，就必須增加輸出濾波電容（一般采用多電容并聯(lián)以減小ESR和ESL），致使電源的體積重量增大，功率密度降低，也增加了整機(jī)制造成本。由此可見(jiàn)，同步整流Buck電路難以滿足新一代微處理芯片發(fā)展對(duì)電源的要求。

盡管提高開(kāi)關(guān)頻率可以減小濾波電感，提高VRM的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，但同時(shí)也帶來(lái)了更多難以解決的問(wèn)題。如：變換器的開(kāi)關(guān)損耗和驅(qū)動(dòng)損耗隨著頻率的升高大大增加，磁性元件和功率器件的性能變差等，不能滿足應(yīng)用場(chǎng)合的要求。

為了克服同步整流Buck電路在瞬態(tài)響應(yīng)等方面存在的不足，文獻(xiàn)[3]提出一種準(zhǔn)方波整流工作方式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。本文將針對(duì)這類準(zhǔn)方波整流方式在VRM中的應(yīng)用進(jìn)行具體的分析。

2 準(zhǔn)方波（QSW）整流

圖2給出了準(zhǔn)方波整流Buck電路及其工作原理波形，其電路結(jié)構(gòu)與同步整流Buck電路相同。具體工作原理分析見(jiàn)文獻(xiàn)[3]。

圖2準(zhǔn)方波整流Buck電路及原理波形

準(zhǔn)方波整流方式保證在所有負(fù)載變化范圍內(nèi)，電感電流都連續(xù)（從正到負(fù)變化），輸出濾波電感值按其電流峰卜逯滴2倍的滿載電流來(lái)選取。

L≤(2)

從式(1)和式(2)可見(jiàn)，與同步整流Buck相比，準(zhǔn)方波整流拓?fù)涞妮敵鰹V波電感降低了10倍左右，大大提高了功率級(jí)的響應(yīng)速度。而且Q1和Q2均可實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，降低了開(kāi)關(guān)損耗和柵極驅(qū)動(dòng)損耗。

但QSW電路也存在較多問(wèn)題，主要表現(xiàn)在：

1）輸出濾波電感電流紋波較大，使流過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流有效值增大，通態(tài)損耗增加；

2）需要很大的輸出濾波電容濾除紋波；

3）大的紋波電流亦使磁性元件的損耗增加，使應(yīng)用QSW拓?fù)涞腣RM整機(jī)效率低于同步整流Buck拓?fù)洹?/p>

為了減小QSW電路輸出電流的紋波，同時(shí)又能滿足快速瞬態(tài)響應(yīng)的要求，結(jié)合交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，應(yīng)運(yùn)而生“多通道交錯(cuò)并聯(lián)準(zhǔn)方波整流”拓?fù)洹?/p>

3 多通道交錯(cuò)并聯(lián)準(zhǔn)方波整流

如圖3所示，為雙通道交錯(cuò)并聯(lián)QSW拓?fù)?，及其電感電流交錯(cuò)疊加示意圖。紋波互消比例K(Io紋波峰卜逯滌IL1或IL2紋波峰卜逯檔謀戎)與占空比D的對(duì)應(yīng)關(guān)系如圖5(a)所示。只有當(dāng)D=0.5，即Uin=2Uo時(shí)，才有完全的紋波互消作用（輸出電流實(shí)現(xiàn)零紋波）。

圖3 雙通道交錯(cuò)并聯(lián)QSW Buck及電感電流交錯(cuò)疊加示意圖

進(jìn)一步，可以實(shí)現(xiàn)四通道交錯(cuò)并聯(lián)QSW拓?fù)洌ㄈ鐖D4），其紋波互消比例K與占空比D的對(duì)應(yīng)關(guān)系如圖5(b)所示。只有當(dāng)占空比為0.25、0.5、0.75時(shí)，紋波才可以完全互消。如果占空比不等于以上值，只能實(shí)現(xiàn)部分紋波互消。而且，四通道交錯(cuò)并聯(lián)的紋波互消作用，比雙通道交錯(cuò)并聯(lián)好。也即，交錯(cuò)并聯(lián)的通道數(shù)目越多，紋波互消作用越好。

圖4 四通道交錯(cuò)并聯(lián)QSW Buck及電感電流交錯(cuò)疊加示意圖