對于第4類波形，當λ=1時，K4(λ)達到最低值。此時，圖2(d)的正弦半波電壓波形將占滿整個周期，電壓波形與第五類波形相似；

對于第5類波形，在整個頻率變化范圍內，K5(λ)恒等于2/3。

通過K1(λ)與K4(λ)的比較可見，在整流級電壓的直流分量和導通時間相同的情況下，PWM變換器產生的方波比諧振變換器產生的正弦半波更容易濾波。

由上分析可知，K(λ)值越低，所需的濾波元件L、C值越小。因此，從濾波器大小的角度考慮，變換器應當盡可能設計工作在較低的K(λ)值下。但K(λ)往往受到電路拓撲的限制，不能達到理論分析的最低值。常見的如在正激變換器中，因為要折衷考慮變壓器鐵心去磁和功率管的電壓應力，因此占空比不能取得太高，從而限制了K4(λ)的取小。

3.2濾波元件大小的比較—LC(λ)

在比較濾波器電抗元件大小時，必須注意兩個重要的參量：

1）整流級電壓波形的首次非零諧波的幅值〔用

K(λ)表示〕；

2）該非零諧波的頻率。

對于一個LC輸出濾波器，可以從以上兩個方面出發(fā)，來提高其轉折頻率，從而減小濾波元件L、C的取值大小。具體描述如下：

1）如果能夠降低整流級電壓波形的首次非零諧波的幅值，則可以在保證相同輸出電壓紋波的情況下，適當提高濾波器在諧波頻率處的增益，也即濾波器的轉折頻率得以適當提高（如圖4，從A點移動到B點）；

2）如果能夠提高首次非零諧波的頻率（如圖4，從A點移動到C點），濾波器轉折頻率也得以提高，從而只需較小的濾波元件。

如在第2類和第5類電壓波形中，所要濾除的首次非零諧波，其頻率是開關頻率的兩倍，因而這兩類拓撲中濾波元件LC的乘積可以減小為其它類電壓波形對應取值的1/4。

表1電壓波形的直流分量、諧波含量與控制參量λ的關系

第1類第2類第3類第4類第5類
平均值
一次諧波00
二次諧波
總表達式

2Upλ

sin(λπ)

Upλ

2Upλ

sin(2λπ)

sin(nλπ)

sin(2λπ)

sin(nλπ)(1＋cosnπ)

·sin(λπ)

·sin(2λπ)

·sin(nλπ)

·

·

·

·

圖4理想LC濾波器的波特圖

圖5歸一化的LC濾波器參數

為了對圖2中各種電壓波形在獲得相同輸出電壓紋波時，所用輸出濾波器的體積進行比較直觀的比較，考慮首次非零諧波的幅值和頻率，對濾波參數LC乘積進行了歸一化處理。分別如式（6）～式（10）所示。其對應的關系示于圖5中。LC1(λ)=（6）LC2(λ)=（7）LC3(λ)=·（8）LC4(λ)=（9）LC5(λ)=（10）

從以上分析，可以直觀地看到：

1）第1類正激式變換器中Dmax一般不超過0.5，而且受開關損耗等因素的制約，開關頻率不能取得太高，因此濾波元件LC的取值不能太小。

2）第2類在這類變換器中，整流級電壓的頻率是開關頻率的2倍。而且，在移相控制全橋等典型變換器中，很容易實現(xiàn)軟開關，因此可以適當地提高開關頻率，從而大大減小濾波元件LC的乘積值。可見，從輸出濾波器體積這一角度出發(fā)，在恒頻應用場合，這類拓撲是最好的選擇之一。

3）第3類從整流級電壓的諧波分量來看，該類拓撲具有最優(yōu)的電壓波形。整流級電壓uR去除直流分量外，諧波分量電壓幅值很小。該類變換器的最佳工作點對應D=0.5。而且互補控制半橋變換器可以設計成零電壓開關，從而容許適當提高開關頻率。因此只需兩個開關管的互補控制半橋變換器對于輸入電壓變化范圍不太寬的場合，從整機體積考慮，是較好的選擇。

4）第4類在同頻率下進行比較，這類電壓波形的諧波含量最大。但由于獲得這類電壓波形的諧振變換器中開關損耗相對較小，因而開關頻率可以適當提高，從而減小濾波元件的體積。 5）第5類全波整流方式使得整流級電壓產生了倍頻效應，而且諧振工作方式又使得開關頻率的提高成為可能，因而對該類整流級電壓進行濾波，所用的濾波元件往往具有最小的體積。但產生第4類和第5類電壓波形的諧振變換器主要缺點是變換器的循環(huán)能量較大，使得變換效率降低，而且功率器件應力高，因此限制了這些拓撲的應用場合。

由以上分析可知，LC濾波元件大小與整流級電壓波形和變換器的開關頻率有關。在恒頻PWM開關變換器中，移相全橋和互補控制半橋具有較好的整流級電壓波形，而且因為軟開關的實現(xiàn)，允許采用較高的開關頻率從而又可進一步減小輸出濾波元件大小。諧振變換器因開關頻率可以取得較高，也可采用較小的濾波元件。

4設計結果比較

為了使比較的結果更接近實際，根據以下的技術指標，分別對代表幾類整流級電壓波形的五種變換器進行了設計。在參數設計中，恒頻PWM變換器的開關頻率選擇為fs=100kHz；諧振類變換器的fsmin=300kHz。

變換器技術指標如下：

輸入電壓Uin40～60V