(b)模態(tài)2

(c)模態(tài)3

(d)模態(tài)4

(e)模態(tài)5

圖4產(chǎn)生環(huán)流的波形（Vin=60V）

(f)模態(tài)6

模態(tài)6的出現(xiàn)。因此有

（1－D）Ts1/（2fr）（4）

考慮到Ts=1/fs，則式（3）和式（4）決定了占空比D的范圍

[1－fs/（2fr）]Dfs/（2fr）（5）

從式（5）中可以看出，擴大占空比范圍的最簡單方式是增大開關頻率fs。然而，當開關頻率fs偏離諧振頻率太大時，則輸出電壓會按式（1）和式（2）的規(guī)律下降。如用表1中的數(shù)值，則占空比的范圍計算結(jié)果是

0.44D0.56（6）

對于由式（6）所給的占空比，變換器能恰好工作于沒有能量環(huán)流的狀態(tài)。然而，當輸入電壓變化范圍和負載范圍變化更大時，為了調(diào)節(jié)輸出電壓，必須要擴大占空比的范圍。為避免在擴大占空比的范圍時導致效率的急劇下降，則必須采取新的方法來克服這種情況。

表2變換器工作模式模式模態(tài)轉(zhuǎn)換次序條件
Ⅰ1－2－3－5－1D=0.4(Vin=60V)
Ⅱ1－2－3－4－1D=0.5(Vin=48V)
Ⅲ1－6－3－4－1D=0.6(Vin=40V)
4提高效率的兩種方案

41倍流型整流電路

為避免效率下降,我們使用了一種倍流[6]同步整流電路的ZVSPWM控制串聯(lián)諧振變換器,如圖5所示。這種變換器的工作模態(tài)見圖6。其仿真參數(shù)值與表1給出的基本相同，兩個電感LO1和LO2仿真參數(shù)是7μH。變換器的模態(tài)轉(zhuǎn)換順序總是1－2－3－4。在這種整流電路中，能流回饋現(xiàn)象不再存在。因而，效率下降的原因被消除了。其工作模態(tài)簡要介紹如下：

1）模態(tài)1這一模態(tài)表示了從S4到S3換流的過

圖3圖1所示變換器的工作模態(tài)

圖5具有倍流同步整流電路的ZVSPWM控制串聯(lián)諧振變換器

程。當輸入電壓反向時，諧振電流下降幅度很大。諧振電流耦合到變壓器副邊，其值將小于輸出電感電流值iLO2，開關管S3的體二極管導通；變壓器電壓變?yōu)榱?，S4關斷。然而，S4的體二極管卻是開通的，這樣，諧振電流繼續(xù)減少，自然，對于在變壓器電壓變?yōu)榱阒暗碾娏鱽碚f，則是反方向增加。當這一電流增加到比輸出電感電流iLO1還大時，S4的體二極管關斷。這一模態(tài)變化到下一模態(tài)。

2）模態(tài)2在這一時間段，開關管S4關斷，S3由于變壓器電壓保持導通。這樣，輸出電感iLO1通過諧振電流充電。這是能流從輸入端傳到輸出端的過程。

3）模態(tài)3這一模態(tài)和模態(tài)1對稱。這時開關管S3換向到S4。