(d) t₃－t₄

圖3 各種模式下的等效電路拓撲

在t₅時刻，S₁關斷，緩沖電容C₁的存在，S₁實現(xiàn)零電壓關斷。t₅時刻之后，電路進入開關周期的下半周期，其工作模式同上。

2.3 電路特性討論

1）主電路中不需要任何電壓/電流檢測裝置來實現(xiàn)開關管軟開通。

2）由于開關管實現(xiàn)軟開關，所以逆變器的輸出電壓波形不會因為死區(qū)時間t_d的存在而發(fā)生畸變。

3）不會因為同一橋臂的兩個二極管的反向恢復電流而導致橋臂直通。

4）控制電路采用單極倍頻電壓控制信號，主電路在一個周期中各個時間段過渡時，僅有一個開關管的狀態(tài)發(fā)生改變，這就降低了在產生一定的脈波數(shù)時開關的動作次數(shù)，或者說用同樣的開關頻率可以把輸出電壓中脈波數(shù)提高一倍，這對減小開關損耗，提高逆變器的工作效率都是有好處的。

5）在主電路的SPWM輸出電壓波形中，正向只有正電壓脈沖，負向只有負電壓脈沖，這對減小輸出濾波參數(shù)，提高輸出波形質量是有好處的。

由于單極倍頻SPWM軟開關DC/AC變換器的超前橋臂控制信號與滯后橋臂的控制信號相差180°，所以超前臂的開關動作與滯后臂相對獨立。這為各橋臂上的驅動信號相差120°的，三相逆變器電感換流調頻軟開關技術的進一步研究，打下了較好的基礎。

3 主要參數(shù)設計

3.1 電感L_r1(L_r2)的設計

由2.3的分析知

≥t_d（4）

將式（1）代入式（4）并整理有

L_r2≤(1－α)(1＋α－4f_ct_d)（5）

3.2 電容C_r1(C_r2)的設計

由2.2的工作過程分析可知，在緩沖電容C₃及C₄充放電時間很短的情況下，圖1等效拓撲如圖4所示。

圖4 等效電路拓撲

根據(jù)等效拓撲，有式（6）成立

di₃/dt=（E_D－v_Cr2）/L_r2;dv_Cr2/dt=i_Lr2/C_r2(6)

進一步得到i₃的最大值為

i_3max=E_D/4f_cL_r2（1＋1/48f_c²L_r2C_r2）(7)

由式(7)可知，為了盡可能最大限度向負載傳輸能量，集電極電流i₃應盡可能大，所以，C_r2越小越好。然而C_r2太小諧振阻抗太大，續(xù)流時間太長，將影響驅動信號，開關管的占空比將嚴重丟失，輸出功率降低。為兼顧二者，在實際中一般取1/48f_c²L_r2C_r2≤0.1，所以

C_r2≥5/24f_c²L_r2（8）

3.3 緩沖電容C₁(C₂，C₃，C₄)的設計

當緩沖電容C₁太大時，充放電時間常數(shù)較長，若充放電時間大于死區(qū)時間t_d，將產生橋臂直通現(xiàn)象。為確保此現(xiàn)象不發(fā)生，所以緩沖電容取值不能太大。