反激(Flyback)變換器由于具有電路拓?fù)浜?jiǎn)潔、輸入輸出電氣隔離、電壓升/降范圍寬、易于多路輸出等優(yōu)點(diǎn)，因而廣泛用于中小功率變換場(chǎng)合。但是，反激變換器功率開(kāi)關(guān)電壓、電流應(yīng)力大，漏感引起的功率開(kāi)關(guān)電壓尖峰必須用箝位電路來(lái)限制。作者在文獻(xiàn)[1]中對(duì)RCD箝位、LCD箝位、有源箝位反激變換器進(jìn)行了比較研究，得出有源箝位技術(shù)使反激變換器獲得最優(yōu)綜合性能的結(jié)論。

圖1 有源箝位反激變換器電路拓?fù)?/font>

圖2 有源箝位反激變換器原理波形

2. 有源箝位反激變換器穩(wěn)態(tài)原理分析

有源箝位反激變換器電路拓?fù)浼霸聿ㄐ?，分別如圖1、圖2所示[2]。變壓器用磁化電感Lm、諧振電感Lr(包括變壓器漏感和外加小電感)和只有變比關(guān)系的理想變壓器T表示，Cr為等效電容，包括兩個(gè)開(kāi)關(guān)S和SC的輸出電容。穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，每個(gè)開(kāi)關(guān)周期分為七個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)階段，各開(kāi)關(guān)狀態(tài)等值電路如圖3所示。七個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)為：

① t=t0～t1：t0時(shí)刻，功率開(kāi)關(guān)S開(kāi)通，箝位開(kāi)關(guān)SC及其寄生二極管Dc與整流二極管D均截止，Lm與Lr線性充電；

② t=t1～t2：t1時(shí)刻，S關(guān)斷，磁化電感電流即諧振電感電流以諧振方式對(duì)Cr充電，開(kāi)關(guān)管S漏源電壓uDS近似線性上升；

③ t=t2～t3：t2時(shí)刻，uDS上升到Ui+uC，DC開(kāi)通，將Lr和Lm串聯(lián)支路端電壓箝位在uC≈Uo(N1/N2)，磁化電流通過(guò)箝位支路對(duì)CC充電（CC>Cr）,u1下降規(guī)律為u1=-uCLm/(Lr+Lm)；

④ t=t3～t4：t3時(shí)刻，u1已經(jīng)下降到使D正偏導(dǎo)通，隨后u1箝位在-Uo(N1/N2)，Lr和CC開(kāi)始諧振，Lr上的電壓為uC-Uo(N1/N2)，iC下降速率為[uC-Uo(N1/N2)]/Lr，在iC開(kāi)始反向之前開(kāi)通SC，SC便獲得了零電壓開(kāi)通(ZVS)；

⑤ t=t4～t5：t4時(shí)刻，SC關(guān)斷，Lr與Cr諧振，在Cr放電期間u1仍然被箝位在-Uo(N1/N2)值上；

⑥ t=t5～t6：t5時(shí)刻，uDS=0，假定Lr儲(chǔ)能大于Cr儲(chǔ)能，足以使S體內(nèi)寄生二極管Ds開(kāi)通，Lr上電壓箝位在Ui+Uo(N1/N2)值上，則副邊整流二極管D中電流i2下降速率為

(Lm>>Lr)　　(1)

⑦ t6～t7：t6時(shí)刻S零電壓ZVS開(kāi)通，隨著iLr上升，i2逐漸下降，t7時(shí)刻iLr已上升到磁化電流iLm值，i2=0，D反偏，u1由-Uo(N1/N2)變?yōu)閁i，隨后Lm和Lr再次線性充電，新的PWM開(kāi)關(guān)周期又開(kāi)始了。

要實(shí)現(xiàn)功率開(kāi)關(guān)S的ZVS開(kāi)通，必須滿足：①應(yīng)在t5～t6期間加驅(qū)動(dòng)信號(hào)，否則iLr過(guò)零變正后，Lr將再次對(duì)Cr充電，功率開(kāi)關(guān)S便失去了ZVS條件。S開(kāi)通與SC關(guān)斷的間隔應(yīng)有嚴(yán)格要求，其值應(yīng)不超過(guò)Lr和Cr諧振周期的四分之一，即

(2)

②SC關(guān)斷時(shí)Lr儲(chǔ)能應(yīng)不小于Cr儲(chǔ)能，以便能將Cr上電荷抽盡，即

(3)

由上述分析可知，有源箝位反激變換器具有下列優(yōu)點(diǎn)：①箝位電容Cc將變壓器漏感中能量吸收并回饋到電網(wǎng)側(cè)，消除了漏感引起的關(guān)斷電壓尖峰，功率開(kāi)關(guān)承受最小電壓應(yīng)力；②箝位電容Cc和諧振電容Cr與諧振電感Lr諧振，使主輔開(kāi)關(guān)均獲得了ZVS開(kāi)關(guān)；③諧振電感Lr使整流二極管D關(guān)斷電流變化率減小，降低了D反向恢復(fù)引起的關(guān)斷損耗和開(kāi)關(guān)噪聲。

3.關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1磁化電感Lm

磁化電感Lm大小決定了CCM/DCM工作模式的邊界條件，若系統(tǒng)工作在CCM模式，則

(4)

式中，Pomin—電感電流臨界連續(xù)時(shí)輸出功率，F(xiàn)s—開(kāi)關(guān)頻率

η—變換效率，D—開(kāi)關(guān)S占空比

3.2諧振電感Lr與功率開(kāi)關(guān)S

功率開(kāi)關(guān)S和箝位開(kāi)關(guān)SC電壓應(yīng)力為

(5)

式中最后一項(xiàng)為引入諧振電感Lr而導(dǎo)致的功率開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力的增加。

隨著諧振電感Lr的引入，實(shí)際有效占空比略小于開(kāi)關(guān)S驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比D，丟失的占空比△D為

由式(3)可得

(7)

式中Isp—功率開(kāi)關(guān)峰值電流

而諧振電容電壓為

(8)

UCr是諧振電感Lr的函數(shù)，精確地求解式(8)比較困難。事實(shí)上，電壓ULr與Ui+(N1/N2)Uo相比較小，因此功率開(kāi)關(guān)S獲得ZVS開(kāi)通的Lr值可近似表示為

(9)

諧振電感電流iLr（即變壓器原邊電感電流）為功率開(kāi)關(guān)電流iS與箝位電容電流iC之和，其有效值為

3.3箝位電容Cc

Cc值的選取原則為：Cc與Lr的半個(gè)諧振周期應(yīng)大大于功率開(kāi)關(guān)S的截止時(shí)間，即

(11)

箝位電容電壓為原邊繞組電壓與Lr端電壓之和，即

(12)

箝位電容電流有效值為

3.4箝位開(kāi)關(guān)Sc

箝位開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力由式(5)決定。由式（11）有

通過(guò)箝位開(kāi)關(guān)Sc的電流（和iC相同）近似為一個(gè)鋸齒形波，峰值電流等于通過(guò)S的峰值電流，箝位開(kāi)關(guān)Sc及其體內(nèi)二極管Dc的導(dǎo)通時(shí)間均近似為（1-D）TS/2，因此Dc中電流平均值和Sc中電流有效值分別為

3.5整流二極管D

有源箝位反激變換器整流二極管D承受的電壓應(yīng)力與傳統(tǒng)反激變換器相同，為Ui（N2/N1）+UO，但電流應(yīng)力有很大區(qū)別。由于有源箝位支路的引入，雖然磁化電感工作在CCM模式，但D卻工作在DCM模式，電流峰值IDp增大了，即

(16)

D中電流有效值即為變壓器副邊電流有效值，即

3.6輸出濾波電容Cf

輸出濾波電容Cf的電流有效值為

4.試驗(yàn)結(jié)果

基于電流控制有源箝位反激變換器機(jī)內(nèi)穩(wěn)壓電源設(shè)計(jì)實(shí)例：Ui=18～32VDC，三組輸出Uo/Io=+15V/1.0A、-15V/0.2A、+5V/0.4A，額定輸出功率20W，F(xiàn)S=300KHz，Dmax=0.6，η=78.5%，臨界連續(xù)功率Po，min=1/6Pomax，Lm=52.3μH，Lr=2μH，Cc=0.47μF，Cf=100μF，功率開(kāi)關(guān)S與箝位開(kāi)關(guān)Sc均選用IRF530。+15V、-15V、+5V三組輸出整流二極管分別為SR506、1N5819、1N5819，控制電路采用UC3843電流型PWM控制器。輸入電壓Ui=27V時(shí)，有源箝位反激變換器原理試驗(yàn)波形，如圖4所示。由圖4(a)可見(jiàn)，變壓器漏感引起的關(guān)斷電壓尖峰被消除了，由圖4(a)、(b)可見(jiàn)，主開(kāi)關(guān)和箝位開(kāi)關(guān)均實(shí)現(xiàn)了ZVS開(kāi)關(guān)，由圖4(f)可見(jiàn)，整流二極管關(guān)斷時(shí)di/dt小。試驗(yàn)波形與圖2所示理論分析波形完全一致。

5.結(jié)論

將有源箝位技術(shù)應(yīng)用于反激變換器，可克服傳統(tǒng)反激變換器的缺點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)功率開(kāi)關(guān)的ZVS開(kāi)關(guān)；抑制功率開(kāi)關(guān)的關(guān)斷電壓尖峰；降低副邊整流二極管的關(guān)斷損耗和開(kāi)關(guān)噪聲，從而可實(shí)現(xiàn)反激變換器的高變換效率、高功率密度。