控制電路是整個(gè)開關(guān)電源的核心， 控制的好壞直接決定了電源整體性能。這個(gè)電路采用峰值電流型雙環(huán)控制，即在電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)中加入峰值電流反饋控制。電路電流環(huán)控制采用UC3842 內(nèi)部電流環(huán)，電壓外環(huán)采用T L431 和光耦PC817 構(gòu)成的外部誤差放大器，誤差電壓直接送到UC3842 的1 腳。誤差電壓與電流比較器的同相輸入端3 腳經(jīng)采樣電阻采集到初級(jí)側(cè)電流進(jìn)行比較，從而調(diào)節(jié)輸出端脈沖寬度。2 腳接地。R4， C5 是UC3842 的定時(shí)元件， 決定UC3842 的工作頻率，此設(shè)計(jì)中R4= 5.6 kΩ ，C5= 3300 pF.當(dāng)UC3842 的1 腳電壓低于1 V 時(shí)，輸出端將關(guān)閉；當(dāng)3 腳上的電壓高于1 V 時(shí)，電流限幅電路將開始工作，UC3842 的輸出脈沖中斷。開關(guān)管上波形出現(xiàn)“打嗝”現(xiàn)象，從而可以實(shí)現(xiàn)過(guò)壓、欠壓、限流等保護(hù)功能。

　　圖2 系統(tǒng)原理圖

　　3 反饋回路參數(shù)的計(jì)算

　　反饋電路采用精密穩(wěn)壓源TL431 和線性光耦PC817 構(gòu)成外部誤差電壓放大器。并將輸出電壓和初級(jí)側(cè)隔離。如圖2 所示， R11、R12 是精密穩(wěn)壓源的外接控制電阻， 決定輸出電壓的高低， 和T L431 一并組成外部誤差放大器。當(dāng)輸出電壓Vo 升高時(shí)， 取樣電壓VR 13 也隨之升高， 設(shè)定電壓大于基準(zhǔn)電壓（TL431 的基準(zhǔn)電壓為2.5 V） ， 使TL431 內(nèi)的誤差放大器的輸出電壓升高， 致使片內(nèi)驅(qū)動(dòng)三極管的輸出電壓降低， 使輸出電壓Vo 下降， 最后V o 趨于穩(wěn)定； 反之， 輸出電壓下降引起設(shè)定電壓下降， 當(dāng)輸出電壓低于設(shè)定電壓時(shí)， 誤差放大器的輸出電壓下降， 片內(nèi)驅(qū)動(dòng)三極管的輸出電壓升高， 最終使UC3842 的腳1 的補(bǔ)償輸入電流隨之變化， 促使片內(nèi)對(duì)PWM 比較器進(jìn)行調(diào)節(jié)， 改變占空比， 達(dá)到穩(wěn)壓的目的。

　　從TL431 技術(shù)資料可知， 參考輸入端的電流為2 μA， 為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響， 通常取流過(guò)電阻R13 的電流為T L431 參考輸入端電流的100 倍以上［ 6］ ， 所以：

　　這里選擇R13= 10 k Ω，根據(jù)TL431 的特性可以計(jì)算R12：

　　其中， TL431 參考輸入端電壓Uref= 2.5 V。

　　TL431 的工作電流Ika 范圍為1~ 150 mA， 當(dāng)R9 的電流接近于零時(shí)， 必須保證I ka 至少為1 mA， 所以：

　　其中， 發(fā)光二極管的正向壓降Uf= 1.2 V。

　　UC3842 的誤差放大器輸出電壓擺幅0.8 V《 Vo《 6 V， 三極管集射電流I c受發(fā)光二極管正向電流If 控制， 通過(guò)PC817 的Vce與I c關(guān)系曲線（ 圖3） 可以確定PC817 二極管正向電流I f 。由圖3可知， 當(dāng)PC817 二極管正向電流I f 在7 mA 左右時(shí)， 三極管的集射電流I c在7 mA 左右變化， 而且集射電壓Vce 在很寬的范圍內(nèi)線性變化， 符合UC3842 的控制要求。

　　圖3 PC817 集射極電壓Vce與二極管正向電流If 的關(guān)系圖

　　PC817 的電流傳輸比CTR= 0. 8~ 1. 6， 當(dāng)I c= 7mA 時(shí)， 考慮最壞的情況， 取CT R= 0.8， 此時(shí)要求流過(guò)發(fā)光二極管最大電流：

　　所以：

　　其中， Uka為TL431 正常工作時(shí)的最低工作電壓， Uka = 2.5 V.發(fā)光二極管能承受的最大電流為50 mA，TL431 最大電流為150 mA， 故取流過(guò)R9 的最大電流為50 mA。

　　R9 的取值要同時(shí)滿足式（ 5） 和式（ 6） ， 即162《 R9《 949， 可以選用750Ω 。

　　4 基于MOS 管最大耐壓值的反激變壓器設(shè)計(jì)

　　由變換器預(yù)定技術(shù)指標(biāo)可知變壓器初級(jí)側(cè)電壓Vdcmin= 240 V， Vdcmax= 380 V， 預(yù)設(shè)效率η= 85%， 工作頻率f = 65 kHz， 電源輸出功率P out= 25 W。

　　變壓器的輸入功率：

　　根據(jù)面積乘積法來(lái)確定磁芯型號(hào)， 為了留有一定裕量， 選用錳鋅鐵氧體磁芯EE25/ 20， 電感量系數(shù)A L=1 750 nH/ N2 ， 初始磁導(dǎo)率μi= 2 300， 有效截面積A e= 42. 2 mm2 。

　　因?yàn)樗x的MOS 管的最大耐壓值V MOSmax= 700 V.在150 V 裕量條件下所允許的最大反射電壓：

　　最大占空比：

　　初級(jí)電流：

　　初級(jí)最大電感量：

　　其中， f 是開關(guān)頻率， Hz.

　　初次級(jí)匝數(shù)比：

　　初級(jí)匝數(shù)：

　　其中， 磁感應(yīng)強(qiáng)度Bw= 0？？ 23 T ; 由于此變換器設(shè)計(jì)在斷續(xù)工作模式k= 1（ 連續(xù)模式k= 0.5）。

　　磁芯氣隙：

　　次級(jí)匝數(shù)：

　　輔助繞組匝數(shù)：

　　其中， Va 是輔助繞組電壓， V 。

　　為了減小變壓器漏感， 采用夾心式繞法， 初級(jí)繞組分N p1 （ 78 T ） 和N p2 （ 78 T） 兩部分繞制， 如圖4 所示， Np1 繞在骨架最里層， 次級(jí)繞組N s繞在N p1和N p2之間， 輔助繞組繞Na 在最外層。

　　圖4 變壓器繞制示意圖

　5 樣機(jī)測(cè)試結(jié)果及分析

　　直流輸入電壓300 V 時(shí)所測(cè)結(jié)果如圖5 所示。

　　圖5 MOSFET柵源極電壓波形圖

　　從圖5 可以看出： 開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖前沿電壓比較陡峭， 電壓上升很快， 而且上升沿有一定過(guò)沖， 可以加快開關(guān)管的開通， 驅(qū)動(dòng)電平適中， 滿足驅(qū)動(dòng)要求。開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖占空比隨著負(fù)載的加大而增大， 以滿足輸出電壓的需要。帶載2 A 時(shí)， 占空比達(dá)到31.33% 。

　　圖6 MOSFET 漏源極間電壓波形圖

　　從圖6 可以看出： 當(dāng)負(fù)載為額定負(fù)載2 A 時(shí)， 變換器可靠地工作在斷續(xù)模式。繼續(xù)加大負(fù)載可以看到變換器的工作狀態(tài)從斷續(xù)模式到連續(xù)模式的過(guò)渡過(guò)程。鉗位電路經(jīng)調(diào)試以后， 使漏源極電壓小于MOSFET的最大耐壓750 V， 并有一定余量， 從而保護(hù)了MOSET ， 延長(zhǎng)使用壽命。

　　如圖7 所示， PWM 控制器U C3842 從采樣電阻取得的流經(jīng)MOSFET 電流波形。2 A 額定負(fù)載下峰值0. 93 V， 小于1 V， 控制器內(nèi)部限幅電路不工作， 變換器可以穩(wěn)定工作。大于1 V 時(shí)， 控制器會(huì)關(guān)閉驅(qū)動(dòng)輸出， 變換器停止工作。實(shí)現(xiàn)過(guò)載保護(hù)功能。

　　圖7 3 腳C/ S 端電流檢測(cè)波形圖（ 帶載2 A 時(shí)）

　　從圖5 -圖7 可以看到， 從輕載到重載的負(fù)載條件過(guò)渡中， 所設(shè)計(jì)的變換器從電流斷續(xù)模式到電流臨界連續(xù)模式下工作。滿載效率87？？ 8%， 負(fù)載調(diào)整率2？？ 5% ，電壓調(diào)整率0？？ 056% 。測(cè)試結(jié)果證明樣機(jī)工作穩(wěn)定可靠， 具有良好的靜動(dòng)態(tài)特性而且符合預(yù)定的性能指標(biāo)。

　　五、開關(guān)電源中浪涌電流抑制模塊的應(yīng)用

　　1 上電浪涌電流

　　目前，考慮到體積，成本等因素，大多數(shù)AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時(shí)的電壓瞬時(shí)值為電源電壓峰值）上電，則會(huì)產(chǎn)生遠(yuǎn)高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當(dāng)濾波電容為470μF并且電源內(nèi)阻較小時(shí)，第一個(gè)電流峰值將超過(guò)100A，為正常工作電流峰值的10倍。

　　浪涌電流會(huì)造成電源電壓波形塌陷，使得供電質(zhì)量變差，甚至?xí)绊懫渌秒娫O(shè)備的工作以及使保護(hù)電路動(dòng)作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過(guò)程的浪涌電流沖擊下而非過(guò)載熔斷。為避免這類現(xiàn)象發(fā)生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現(xiàn)過(guò)載時(shí)熔斷器不能熔斷，起不到保護(hù)整流器及用電電路的作用；過(guò)高的上電浪涌電流對(duì)整流器和濾波電容器造成不可恢復(fù)的損壞。因此，必須對(duì)帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。

　　2 上電浪涌電流的限制

　　限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側(cè)加一負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻在常溫狀態(tài)下具有較高阻值來(lái)限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過(guò)電流發(fā)熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡(jiǎn)單，但存在的問(wèn)題是限制上電浪涌電流性能受環(huán)境溫度和NTC的初始溫度影響，在環(huán)境溫度較高或在上電時(shí)間間隔很短時(shí)，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價(jià)格低廉的微機(jī)電源或其他低成本電源。而在彩色電視機(jī)和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見(jiàn)的應(yīng)用是彩色電視機(jī)，這種方法的優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單，可靠性高，允許在寬環(huán)境溫度范圍內(nèi)工作，其缺點(diǎn)是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實(shí)上整流器上電處于穩(wěn)態(tài)工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發(fā)熱的負(fù)作用，因此，在功率較大的開關(guān)電源中，采用上電后經(jīng)一定延時(shí)后用一機(jī)械觸點(diǎn)或電子觸點(diǎn)將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復(fù)雜，占用體積較大。為使應(yīng)用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開關(guān)電源上電浪涌電流抑制模塊。

　　3 上電浪涌抑制模塊

　　3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　將功率電子開關(guān)（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個(gè)相對(duì)很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個(gè)引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時(shí)間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結(jié)束后，模塊導(dǎo)通將限流電阻短路，這樣的上電過(guò)程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來(lái)很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設(shè)計(jì)者所希望的。