0 引言

為了進一步加強微處理器的功率、速度性能，未來微處理器對其特殊的供電單元電壓調節(jié)模塊(Voltage Regulator Module ,VRM)提出了前所未有的挑戰(zhàn)。供電電源電壓越來越低而電流越來越大，瞬態(tài)響應速度越來越快，功率變換效率和功率密度越來越高，針對這些要求本文研究了滿足這些指標的開關電源的拓撲結構和均流方法。

1 VRM變換器拓撲結構

1.1 QSW電路

由于普通的帶同步整流器的Buck電路的開關損耗限制了開關頻率的提高，通過改變控制方式可以有效地改善這個問題：使Q1、Q2不嚴格地互補導通，在兩個開關的導通信號之間加入死區(qū)時間。如圖1所示，Q1關斷以后和Q2導通之前，電感電流流過Q2的體二極管，于是Q2可以在零電壓下導通。Q2導通以后電感電流放電到負值。Q2關斷以后和Q1導通之前，電感電流流過Q1的體二極管于是Q1可以在零電壓下導通。這樣就可以消除兩個開關的米勒效應，驅動損耗和開關損耗都可降低。由于其工作波形不是嚴格的方波，所以稱這種方式為準方波工作方式(Quasi-Square-Wave, QSW)。

圖1 準方波方式電路原理圖及其工作波形

1.2 交錯并聯(lián)的QSW電路

以上單個帶SR Buck電路拓撲在輸出電流不很大時可以滿足目前處理器技術要求。隨著處理器工作電流的加大，由圖2，假如要求VRM模塊的輸出電流提高到50A左右時，這種變換電路中SR的優(yōu)勢就不復存在了。尤其電流繼續(xù)提高時，SR的正向壓降甚至要超過肖特基二極管，遠遠不能達到要求。所以在拓撲方面，為適應VRM功率要求的提高，使用了交錯并聯(lián)技術。交錯并聯(lián)電路拓撲結構原理圖如圖3所示。

圖2肖特基二極管(85CNQ015)與MOSFET(MTP75N03HDL)正向壓降比較圖

如圖3所示的交錯式的QSW拓撲自然的消除了輸出電流的紋波，而且還保持了QSW拓撲的快速瞬態(tài)響應的特性。與單模塊的QSW 電壓調整模塊和傳統(tǒng)的電壓調整模塊相比，它需要比較小的電容。由圖3可以看到 和 的波動比較大，而 的波動較小，并且 的波動頻率為 和 波動頻率的二倍，若每個開關的頻率為300KHz，則 的頻率就為600 KHz。在兩個模塊交錯的電壓調整模塊中僅當占空比為0.5時可以完全的消除紋波。而在4模塊交錯的電壓調整模塊中紋波在占空比為0.5，0.25，0.75時均能完全的消除。如果占空比不為這些值時，例如占空比為0.3時，在4模塊中有80%的紋波被消除。

圖3 交錯式準方波電流紋波消除原理圖

2 均流技術

2.1 一個簡單的感應電流網絡

為了低電壓大電流并行模塊系統(tǒng)的應用，就需要用成本低的對寄生參數不敏感的感應電流和均流控制技術。

圖4為一個RC開關網絡，兩個開關與帶有同步整流器的Buck變換器一樣，以互補的方式開通和關斷，當上部的開關 開通時,底部的開關 就關斷，此時，輸入電壓和電容的平均電壓差通過電阻R給電容C充電，假設R遠遠大于 和 。

事實上在穩(wěn)定階段電阻R上的平均電壓為零，因此通過輸出電容的平均電流也為零。如果這個開關網絡和帶有同步整流器的Buck變換器連接起來，如圖5所示Vc能夠用來估測電感電流的大小，圖中5所示的 為電感的等電阻和分布電阻的和。 和 分別為MOSFET導通電阻。