輸出電流監(jiān)測電路中的MP3與LDO穩(wěn)壓器的電壓調(diào)整管Mpass的源、柵極驅(qū)動(dòng)電壓相等，且由于運(yùn)放OPA輸入端“虛短”特性，MP3的漏極(OPA正向輸入端)電壓等于Mpass的漏極(OPA負(fù)向輸入端)電壓，故有：

　　對照式(3)與式(13)，可以看到，P1／P2獨(dú)立于Io，故圖2中的LDO穩(wěn)壓器獲得了在整個(gè)負(fù)載變化范圍內(nèi)的頻率穩(wěn)定性。

　　4 仿真結(jié)果與討論

　　采用TSMC 0.18 μm混合信號(hào)Spice模型，和高精度仿真工具HSpice，對圖2中的LDO穩(wěn)壓器進(jìn)行了設(shè)計(jì)與仿真驗(yàn)證。在Co=1 μF，Io=100 mA的條件下，環(huán)路增益T的幅頻與相頻響應(yīng)的仿真結(jié)果如圖3所示，在單位環(huán)增益頻率內(nèi)，幅頻特性與單極點(diǎn)系統(tǒng)相同，以-20 dB／dec的速度衰減，相位裕度大于80°。

　　圖4為輸出電流Io在20 ns內(nèi)由0跳變?yōu)?00 mA時(shí)，LDO穩(wěn)壓器輸出電壓Vo的瞬態(tài)響應(yīng)。由圖4可以看到，Vo從空載到滿載的轉(zhuǎn)換時(shí)間約為0.5μs。如此良好的瞬態(tài)響應(yīng)是由于極點(diǎn)跟隨頻率補(bǔ)償具有以下優(yōu)點(diǎn)：極點(diǎn)P1對P2的跟隨，減小了P1的附加相移，增加了相位裕度，則由式(1)，有利于減小過沖導(dǎo)致的輸出電壓振鈴現(xiàn)象；無需引入零點(diǎn)，因而避免了零、極點(diǎn)對造成的輸出電壓穩(wěn)定時(shí)間的增加；對帶寬沒有限制，且無需米勒頻率補(bǔ)償電容，則由式(7)，有利于減小環(huán)路延時(shí)。此外，電壓緩沖器中的甲乙類推拉結(jié)構(gòu)和動(dòng)態(tài)電流，對提高響應(yīng)速度也有很大幫助。

　　最后需要說明的是，對輸出電壓Vo進(jìn)行的直流掃描結(jié)果表明，Vo在整個(gè)輸出電流范圍內(nèi)的變化較大，約為4 %。經(jīng)分析，主要由以下因素造成：圖2中的寬帶壓差放大器的非對稱結(jié)構(gòu)引入了較大的輸入失調(diào)電壓；雙極器件的基極電流，以及NPN型器件與PNP型器件參數(shù)(放大倍數(shù)等)的差異引入的誤差。通過改用對稱結(jié)構(gòu)的低失調(diào)壓差放大器，并將雙極器件替換為MOS器件，可提高LDO穩(wěn)壓器的精度。但是由于低失調(diào)壓差放大器引入的低頻極點(diǎn)，以及MOS器件的低跨導(dǎo)造成的P1的頻率降低，會(huì)減小相位裕度，所以應(yīng)避免在壓差放大器中采用電流鏡(引入鏡極點(diǎn))或共源共柵(增加節(jié)點(diǎn)電阻)等結(jié)構(gòu)，并適當(dāng)提高電壓緩沖器中器件的尺寸和偏置電流。

　　本文提出的極點(diǎn)跟隨的頻率補(bǔ)償方法，提供了LDO穩(wěn)壓器良好的頻率穩(wěn)定性和瞬態(tài)響應(yīng)，且無需芯片上頻率補(bǔ)償電路，因而不僅適用于高負(fù)載變化響應(yīng)速度的單芯片LDO穩(wěn)壓器，在集成電源管理和片上系統(tǒng)（SOC）方面，也有較好的應(yīng)用前景。